›
›

Giáo trình Thiết bị thu phát - Chương 1: Các khái niệm cơ bản của hệ thống điện tử thông tin

pdf 76 trang ngocly 1520
Download
Bạn đang xem 20 trang mẫu của tài liệu "Giáo trình Thiết bị thu phát - Chương 1: Các khái niệm cơ bản của hệ thống điện tử thông tin", để tải tài liệu gốc về máy bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên

Tài liệu đính kèm:

  • pdfgiao_trinh_thiet_bi_thu_phat_chuong_1_cac_khai_niem_co_ban_c.pdf

Nội dung text: Giáo trình Thiết bị thu phát - Chương 1: Các khái niệm cơ bản của hệ thống điện tử thông tin

  1. 1 Ch−ơng 1 Các khái niệm cơ bản của hệ thống ĐIệN Tử THÔNG TIN (thiết bị thu phát) 1.1 Các thμnh phần của hệ thống thiết bị thu phát 1.1.1 Sơ đồ khối của hệ thống thiết bị thu phát Trong hệ thống thu phát, thông tin đ−ợc truyền từ nơi nμy đến nơi khác bằng thiết bị điện tử thông qua môi tr−ờng truyền. Sơ đồ khối cơ bản của hệ thống đ−ợc biểu diễn nh− hình 1.1: Tín hiệu vμo: Tín hiệu ra Máy phát Môi tr−ờng Máy thu Tx truyền Rx âm thanh, dữ liệu, hình ảnh Nhiễu Nhiễu Nhiễu Hình 1.1 Sơ đồ khối của hệ thống thiết bị thu phát + Máy phát: Tập hợp các linh kiện vμ mạch điện tử đ−ợc thiết kế để biến đổi tin tức thμnh tín hiệu phù hợp với môi tr−ờng truyền. + Môi tr−ờng truyền: Ph−ơng tiện để truyền thông tin, có thể lμ dây dẫn (gọi lμ hữu tuyến nh− cáp đồng trục, cáp sợi quang) hoặc lμ khoảng không gian từ nơi phát đến nơi thu (gọi lμ vô tuyến, nh− trong thông tin vi ba số, thông tin vệ tinh) + Máy thu: Tập hợp các linh kiện vμ mạch điện tử đ−ợc thiết kế để nhận tín hiệu từ môi tr−ờng truyền, xử lý vμ khôi phục lại tín hiệu ban đầu. + Nhiễu: Tín hiệu ngẫu nhiên không momg muốn, xen lẫn vμo tín hiệu hữu ích, lμm sai dạng tín hiệu ban đầu. Nhiễu có thể xuất hiện trong cả 3 quá trình phát, truyền dẫn vμ thu. Do đó việc triệt nhiễu lμ một vấn đề quan trọng cần đ−ợc quan
  2. 2 tâm trong hệ thống thiết bị thu phát nhằm nâng cao chất l−ợng tín hiệu truyền dẫn. 1.1.2 Sơ đồ khối của máy phát Máy thu thanh vμ máy thu hình dân dụng th−ờng đ−ợc đổi tần 1 lần. Máy thu thông tin chuyên dụng đ−ợc đổi tần 2 lần nhằm tăng độ chọn lọc vμ loại bỏ nhiễu tần số ảnh. Các tín hiệu ban đầu (nguyên thuỷ) dạng t−ơng tự hay số ch−a điều chế đ−ợc gọi lμ tín hiệu băng gốc (Base Band Signals). Tín hiệu băng gốc có thể đ−ợc truyền trực tiếp trong môi tr−ờng truyền nh− điện thoại nội bộ (Intercom), giữa các máy tính trong mạng LAN hoặc truyền gián tiếp bằng kỹ thuật điều chế. + Điều chế: lμ quá trình biến đổi một trong các thông số của sóng mang cao tần hình sine (biên độ, tần số hoặc pha) tỉ lệ với tín hiệu băng gốc. Có ba loại điều chế cơ bản: điều biên AM, điều tần FM, điều pha PM vμ các biến thể của chúng (dạng t−ơng tự) nh− SSB, DSB, (dạng số) nh− FSK, PSK, QPSK, MPSK Tín hiệu vμo Điều chế Đổi tần KĐCS cao tần Tổng hợp Điều khiển số tần số Hình 1.2 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát + Đổi tần: (Trộn tần-Mixer) lμ quá trình dịch chuyển phổ của tín hiệu đã điều chế lên cao (ở máy phát) hoặc xuống thấp (ở máy thu) mμ không thay đổi cấu trúc phổ (dạng tín hiệu) của nó để thuận tiện cho việc xử lý tín hiệu. + Tổng hợp tần số: (Frequency Synthesizer) lμ bộ tạo nhiều tần số chuẩn có độ ổn định cao từ một hoặc vμi tần số chuẩn của dao động thạch anh.
  3. 3 + Khuếch đại công suất cao tần: Khuếch đại tín hiệu đã điều chế ở tần số nμo đó đến mức công suất cần thiết, lọc, phối hợp trở kháng với anten phát. + Anten phát: lμ phần tử biến đổi năng l−ợng điện cao tần thμnh sóng điện từ bức xạ vμo không gian. 1.1.3 Sơ đồ khối của máy thu KĐC Đổi tần KĐT Đổi tần KĐT Giải KĐCS T 1 T 2 T điều AGC Tổng Điều hợp tần khiển Hình 1.3 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu + Anten thu: lμ phần tử biến đổi năng l−ợng sóng điện từ thμnh tín hiệu cao tần ở ngõ vμo của máy thu, anten có tính thuận nghịch. + Bộ khuếch đại cao tần tín hiệu nhỏ: (RFAmp) th−ờng lμ bộ khuếch đại nhiễu thấp LNA (Low Noise Amplifier). Nó khuếch đại tín hiệu thu đ−ợc từ anten đến mức cần thiết để đổi tần xuống trung tần. + Bộ khuếch đại trung tần: IF Amp (Intermediate Frequency Amplifier): Bộ khuếch đại có độ chọn lọc cao, hệ số khuếch đại lớn để tăng điện áp tín hiệu đến mức cần thiết cho việc giải điều chế. ở nhiều máy thu hiện đại, nhằm tăng chất l−ợng, việc đổi tần đ−ợc thực hiện 2 lần nh− hình vẽ. + Giải điều chế: (Demodulation) lμ quá trình khôi phục lại tín hiệu ban đầu (tín hiệu đ−a vμo điều chế ở máy phát) từ tín hiệu trung tần.
  4. 4 + Mạch điện tử thông tin liên quan đến tần số cao: Bộ tổng hợp tần số, Bộ điều khiển số, tải chọn lọc tần số không thuần trở, phối hợp trở kháng, anten, mạch xử lý tín hiệu Ngμy nay, công nghệ hiện đại đã chuẩn hoá vi mạch hầu hết phần cao tần tín hiệu nhỏ của máy thu vμ máy phát. 1.2 Phổ tần số Việc phân loại phổ tần số ra nhiều dải tần để nâng cao hiệu quả sử dụng ở máy thu: Tên dải tần Tần số B−ớc sóng Tần số cực thấp (ELF) (30 - 300) Hz 107ữ 10 6 m Extremly Low Frequency Tần số tiếng (VF) (300 - 3000) Hz 106ữ 10 5 m Voice Frequency Tần số rất thấp (VLF) (3 - 30)KHz 105ữ 10 4 m Very Low Frequency Tần số thấp (LF) (30 - 300)KHz 104ữ 10 3 m Low Frequency Tần số trung bình (MF) (300 - 3000)KHz 103ữ 10 2 m Medium Frequency Tần số cao (HF) (3 - 30)MHz 102ữ 10 1 m High Frequency Tần số rất cao (VHF) (30 - 300)MHz 10ữ 1 m Very High Frequency Tần số cực cao (UHF) (300 - 3000)MHz 1ữ 10 −1 m Ultra High Frequency
  5. 5 Tần số siêu cao (SHF) (3 - 30)GHz 10−1ữ 10 − 2 m Super High Frequency Tần số siêu cực cao (EHF) (30 - 300)GHz 10−2ữ 10 − 3 m Extremly High Frequency Vùng ánh sáng Hồng ngoại 0,7ữ 10μm (IR) Infrared Vùng ánh sáng thấy đ−ợc 0,4ữ 0,8μm The Visible Spectrum (Light) Dải tần Vi ba (Microwave) có tần số từ 1GHz đến 40GHz đ−ợc chia lμm nhiều dải nhỏ: L Band : (1 - 2) GHz S Band : (2 - 4) GHz C Band : (4 - 8) GHz X Band : (8 - 12) GHz Ku Band : (12 - 18) GHz K Band : (18 - 27) GHz Ka Band : (27 - 40) GHz 1.3 Băng thông Băng thông lμ hiệu giữa tần số lớn nhất vμ tần số nhỏ nhất của tín hiệu. Đó lμ khoảng tần số mμ phổ tín hiệu chiếm giữ hoặc lμ khoảng tần số tín hiệu đ−ợc truyền từ máy phát đến máy thu. Khi tín hiệu ban đầu đ−ợc điều chế lên sóng mang cao tần, phổ của tín hiệu cao tần đã điều chế chiếm giữ một băng thông quanh tần số sóng mang. Tuỳ theo kiểu điều chế mμ băng thông cao tần có độ rộng khác nhau. Các kỹ thuật viễn thông h−ớng đến việc giảm băng thông tín hiệu truyền, giảm nhiễu, tiết kiệm phổ tần số. 1.4 Các ứng dụng kỹ thuật thông tin điện tử 1.4.1 Thông tin một chiều (Simplex)
  6. 6 - Phát thanh quảng bá AM, FM - Truyền hình quảng bá - Truyền hình cáp - Nhắn tin - Đo xa, điều khiển xa - Định vị toμn cầu GPS 1.4.2 Thông tin hai chiều (Duplex) - Điện thoại công cộng - Điện thoại vô tuyến di động hoặc cố định - Điện thoại di động tế bμo - Thông tin của các trạm mặt đất thông qua vệ tinh - Thông tin hμng không, thông tin vi ba số - Thông tin số liệu giữa các máy vi tính 1.5 Một số khái niệm cơ bản về cao tần 1.5.1 Bán dẫn công suất cao tần Để có đ−ợc công suất lớn ở tần số cao, BJT công suất cao tần đ−ợc chế tạo bằng công nghệ đặc biệt, nhiều tiếp giáp Emitter nhằm tăng chu vi dẫn dòng điện cao tần, giảm điện trở cực Base vμ các điện dung kí sinh. C B Base Điện trở cân bằng Emitter E Hình 1.4 Cấu trúc BJT công suất cao tần Số tiếp giáp Emitter có thể vμi chục, vμi trăm hoặc hơn nữa.
  7. 7 C bc rb r = R B be ip Cbe E Hình 1.5 Mạch t−ơng đ−ơng ngõ vμo BJT công suất cao tần CCC,,,, Bản chất BJT lμ luôn luôn tồn tại các điện dung mối nối ( b e b c ce ) ảnh h−ởng đến hệ số khuếch đại ở tần số cao, lμm giới hạn tần số hoạt động của BJT. Thông th−ờng, kiểu khuếch đại cao tần mắc E chung cho công suất ra lớn. Tuy C , nhiên ở tần số cao, hồi tiếp âm điện áp qua b c tăng, lμm giảm hệ số khuếch đại. Tụ nμy tác động nh− tụ Miller t−ơng đ−ơng có giá trị lớn ở ngõ vμo: CCA, (1 ) Miller =b c + V trong đó AV lμ hệ số khuếch đại điện áp của mạch. Từ đó, tạo ra tụ t−ơng đ−ơng ở ngõ vμo của BJT công suất cao tần nh− hình 1.6, có giá trị CCC= + , in Miller b e C B E CMiller Cbe C in Hình 1.6 Tụ t−ơng đ−ơng ngõ vμo BJT công suất cao tần
  8. 8 Do đó, trở kháng vμo của BJT (ZiQ), Av, hệ số khuếch đại dòng Ai, hệ số khuếch đại công suất Ap, β đều giảm khi tần số tăng. BJT thể hiện quán tính, đáp ứng vμo - ra không tức thời. Giữa dòng Ic vμ Ib có sự dịch pha, biên độ dòng ra Ic giảm. Mắc B chung lμ giải pháp tối −u của khuếch đại công suất cao tần, tuy hệ số khuếch đại công suất của nó nhỏ hơn so với sơ đồ mắc E chung nh−ng phạm vi tần số hoạt động cao hơn, băng thông đều vμ rộng hơn. JFET vμ MOSFET có cấu trúc bán dẫn khác BJT, chúng có trở kháng vμo lớn, điện dung tiếp giáp Cgs nhỏ, hoạt động tốt ở tần số cao với công suất lớn ổn định hơn BJT. JFET vμ MOSFET công suất cao tần đang đ−ợc dùng rất nhiều trong các hệ thống thông tin hiện đại nh− trạm gốc BTS của điện thoại di động tế bμo, phát thanh, truyền hình, vi ba, SSPA ( Solid State Power Amp), thông tin vệ tinh 1.5.2 Truyền công suất lớn nhất P RL XL = - XS E = 1V XS X RS = 1Ω Z S RS RL X = X = 1Ω VRL L S E RL/RS 1 2,2 a) b) Hình 1.7 a/ Nguồn cung cấp công suất cho tải Z L b/ Sự phụ thuộc công suất tải PRL theo RL
  9. 9 2 Công suất trên tải: PVIIRRL =RL = L 2 ⎡ E. ⎤ PRL = ⎢ ⎥ RL ⎢ 2 2 ⎥ ⎣ ()()RRXXSL+ +S + ⎦ 2 ER. L PRL = 2 2 ()()RRXXSL+ +S + XS, X lμ phần kháng của nội trở nguồn vμ tải. 2 ER. L Khi XS =-X thì công suất trên tải lμ PRL = 2 ()RRSL+ Khảo sát sự biến thiên PRL theo RL bằng cách lấy đạo hμm, cho bằng zero. 2 ' ERRR.[(SL+ ) − 2L ] PRL = 2 = 0 ()RRSL+ Suy ra RS=RL. Khi đó công suất trên tải lμ cực đại: E 2 E 2 PRL max = = 4RL 4RS Đồ thị biến thiên PRL theo RL cho ở hình 1.7b. Vậy trở kháng nguồn bằng trở kháng tải RS + jXS = RL - jX hay RS = RL vμ XS =-X Ta nói có sự truyền công suất lớn nhất ra tải. Nếu yêu cầu truyền công suất lớn nhất trong cả một dải tần số thì giá trị thích hợp cho phối hợp trở kháng không phản xạ lμ ZL = ZS hay RS + jXS = RL + jX. Tuy nhiên hiệu suất sẽ nhỏ hơn so với một tần số. Vấn đề nμy liên qua đến sự lựa chọn truyền tín hiệu trên dây truyền sóng. 1.5.3 Mạch điều h−ởng song song vμ nối tiếp (Parallel and Serial Tuned Circuit) Mạch điều h−ởng song song: Cho mạch L, C song song, trong đó r - điện trở tổn hao của cuộn dây. Trở kháng t−ơng đ−ơng của mạch điều h−ởng:
  10. 10 (r+ jXL )(− jX C ) Z eq = r+ j() XLC − X XL=ωL : Cảm kháng cuộn dây. 1 X = : dung kháng của tụ điện. c ωC Zeq L Req(ω0) C r ω ω 2ω 3ω 0 0 0 Hình 1.8 Mạch điều h−ởng song song Hình 1.9 Đáp tuyến Zeq(ω) Thông th−ờng r << XL nên: XX Z = LC . eq r+ j() X − X mch LC 1 1 L Tại tần số cộng h−ởng ω=ω0= có XXLL =C =ω 0 = = = ρ LC ω 0C C ρ - trở kháng đặc tính. Thay thế vμo biểu thức tính trở kháng: 2 XXLC ρ Q Zeq = = =ρQ = ω 0 LQ = = R eq r r ω C ()ωo mch()ω o o ρ Req (ω ) Req (ω ) Q = = 0 = 0 . mch r X L X C Q lμ hệ số phẩm chất của mạch cộng h−ởng song song. fo Băng thông B = ; ω =2πfo. Q 0
  11. 11 Tại tần số cộng h−ởng ω=ωo, trở kháng của mạch cộng h−ởng song song coi nh− thuần trở có Req(ωo) lớn. Tại tần số lệch cộng h−ởng ω=nωo (n = 2,3, ), trở 2 kháng Zeq(nωo) coi nh− thuần kháng rất nhỏ Zeq(nωo)=-jρn/(n +1)<< Req(ωo). Đáp tuyến của Req(ωo) có dạng nh− hình 1.9 Ví dụ: ở hình 1.8 có C = 10pF; Q = 200; fo = 10MHz. Tính Req(ωo) vμ r. Q 200 Giải: R eq = = 7 −12 =318k Ω ()ωo ω oC 2.3.14.10 .10.10 Req (ω ) 318.103 r = 0 = =7,96 Ω Q 2 2002 1. Ghép một phần điện cảm mạch cộng h−ởng: L 2 a L C Req L Ze 1 b Hình 1.10 Ghép một phần điện cảm 2 2 2 ()ω0L 1 () ω 0 L ⎛ L1 ⎞ 2 Z e = = .⎜ ⎟ ; 0 ≤Ze = P.Re q (ω 0 )≤ Req (ω 0 ) ; r r ⎝ L ⎠ P = L1/L : hệ số ghép vμo khung cộng h−ởng. L = L1+L2 2. Ghép một phần điện dung mạch cộng h−ởng: 2 2 ⎛ 1 ⎞ ⎛ 1 ⎞ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ 2 ω C ω C ⎛ C ⎞ C2 Z = ⎝ 0 1 ⎠ = ⎝ 0 ⎠ .⎜ ⎟ = P2 .Re q (ω ) e ⎜ ⎟ 0 a Req r r ⎝ C1 ⎠ L Ze CC. C C1 C = 1 2 ; P = : hệ số ghép. b CC1+ 2 C1 Hình 1.11 Ghép một phần điện dung 0≤Ze ≤ Re q (ω 0 ) Các biến thể cách ghép mạch điều h−ởng: C2B B L2B B L3B B C a L c a L2B L1B B c B B B Ze1 Ze B B Ze 1 C1 2 L
  12. 12 Mạch điều h−ởng điện tử: thay thế tụ C trong mạch điều h−ởng song bởi varicap. CV C1 +VT R L CV V a) b) c) Hình 1.13 a/ Kí hiệu Varicap. b/ Đặc tuyến Varicap. c/ Mạch điều h−ởng điện tử Mạch điều h−ởng song song vμ các biến thể dùng lμm mạch tiền chọn lọc ngỏ vμo máy thu, tải chọn lọc cao tần, bộ chọn lọc trung tần, dao động, phối hợp trở kháng v.v Mạch điều h−ởng nối tiếp: Trở kháng t−ơng đ−ơng Zeq = r+jx = r+j(ωL-1/ωC) 2 2 Tổng trở: Zeq = r + x Góc pha: ϕ(Zeq) = arctg(x/r) Tại tần số cộng h−ởng nối tiếp ω0 có ω0L = 1/(ω0C) nên Zeq(ω0) = r. Mạch điều h−ởng nối tiếp th−ờng đ−ợc dùng lμm mạch lọc. 1.5.4. Mạch phối hợp trở kháng Xét mạch phối hợp trở kháng coa tần hình 1.14 Mạch phối hợp trở ZiB ZiB ZLB B E E ~ ZB B = ZB B ~ L i Z ≠ Z
  13. 13 Một trong những vấn đề quan trọng của máy phát, máy thu lμ phối hợp trở kháng có chọn lọc tần số giữa các tầng, đặc biệt giữa tầng công suất ra cao tần với anten phát hay giữa anten thu với ngõ vμo máy thu để truyền công suất tín hiệu lớn nhất vμ loại nhiễu. Các mạch phối hợp trở kháng có dạng LC, biến áp hay tổ hợp giữa chúng. Với tr−ờng hợp a, Zi = ZL có công suất trên tải cực đại. ở tần số cao (RF) ít khi Zi vμ ZL lμ thuần trở mμ bao giờ cũng có phần kháng nμo đó. ở tr−ờng hợp tổng quát Zi ≠ ZL hình b/ cần có mạch phối hợp trở kháng để truyền công suất tín hiệu lớn nhất ra tải. Ví dụ nh− cần truyền công suất máy phát cao tần ra tải lμ anten phát. Dạng phối hợp trở kháng đơn giản nhất hình Γ gồm có cuộn cảm L vμ tụ điện C với các cấu hình khác nhau: L Zi L Zi E E ~ C ZL ~ C ZL Nguồn RF Nguồn RF a) b) B B B C ZiB =RB iB C Zi=Ri B L B L R E R E L ~ L ~
  14. 14 Biến áp lμ một trong những thμnh phần phối hợp trở kháng thích hợp nhất. Biến áp lõi sắt dùng ở tần số thấp, dễ dμng biến đổi trở kháng theo yêu cầu  tuỳ vμo tỉ số vòng dây cuộn sơ cấp vμ thứ cấp. 2 Z ⎛ n ⎞ n Z i ⎜ p ⎟ p i = ⎜ ⎟ hay = ; np , ns số vòng cuận dây sơ cấp vμ thứ cấp. Z L ⎝ ns ⎠ ns Z L Biến áp lõi không khí dùng ở tần số cao có hiệu suất thấp hơn biến áp lõi sắt tần số thấp. Một lõi sắt từ đặc biệt hình xuyến đ−ợc chế tạo lμm biến áp phối hợp trở kháng ở tần số cao. Kiểu biến áp tự ngẫu lõi xuyến cũng đ−ợc dùng để phối hợp trở kháng giữa các tầng. Zi Zi ns np ~ ~ np ns RL RL a/ giảm trở kháng a/ nâng trở kháng Hình 1.16 Phối hợp trở kháng dùng biến áp tự ngẫu T−ơng tự nh− biến áp lõi không khí, biến áp lõi Ferrite buộc từ tr−ờng tạo bởi cuộn sơ cấp tập trung vμo lõi, nhờ đó có một số −u điểm quan trọng sau: Thứ nhất lμ lõi Ferrite không bức xạ năng l−ợng cao tần do đó không cần bọc giáp, trong khi ở lõi không khí thì ng−ợc lại vì không tập trung đ−ợc từ tr−ờng.
  15. 15 Phần mạch máy thu, máy phát dùng lõi không khí phải bọc kim tránh giao thoa tín hiệu với phần mạch khác. Thứ hai lμ hầu hết từ tr−ờng tạo bởi cuộn sơ cấp đều cắt qua cuộn thứ cấp nên tỷ số vòng dây cuộn sơ cấp - thứ cấp, tỷ số điện áp vμo - ra hay tỷ số trở kháng t−ơng tự nh− ở biến áp tần số thấp. Trong nhiều thiết kế mạch tạo cao tần mới, biến áp lõi xuyến đ−ợc dùng phối hợp trở kháng giữa các tầng. Đôi khi cuộn sơ vμ thứ cấp của loại biến áp nμy đ−ợc dùng lμm điện cảm của mạch điều h−ởng. Cuộn cảm lõi xuyến dùng ở RF có −u điểm hơn lõi không khí vì độ từ thẩm cao của lỗi dẫn đến điện cảm lớn, đặc biệt khi đ−a thêm lõi sắt vμo thì điện cảm tăng lọt. Với ứng dụng trong cao tần, điều đó có nghĩa lμ giá trị điện cảm sẽ tăng nếu thêm một số ít vòng dây mμ kích th−ớc cuộn cảm vẫn nhỏ. Vμi vòng dây có điện trở nhỏ tức lμ hệ số phẩm chất Q của cuộn dây lớn hơn so với lõi không khí. Cuộn dây lõi xuyến từ thực sự thay thế cuộn dây lõi không khí trong các máy phát hiện đại. ứng dụng nhiều nhất của nó lμ giảm thiểu số vòng dây mμ vẫn có giá trị điện cảm lớn. Biến áp lõi xuyến từ có thể đấu nối cho phép phối hợp trở kháng dải rộng ở cao tần. Dấu chấm chỉ pha của vòng dây, tỷ số vòng dây biến áp 1:1 cũng lμ tỷ số phối hợp trở kháng. Zi 1: L 1:1 L = R ~ L ~ = R L Z Z a/ Nguồn đối xứng, tải bất đối b/ Nguồn bất đối xứng, tải đối Hình 1.17 Biến áp Balun kết nối đối xứng hay bất đối xứng tải với nguồn cao tần.
  16. B B B B Z Zi i 1:1 1:1 ~ ZLB B = ZiB /4B ~ 16 ZL = 4Zi a/ Tăng trở kháng từ Zi sang ZL = b/ Giảm trở kháng từ Zi sang ZL = Hình 1.18 Biến áp Balun phối hợp tăng vμ giảm trở kháng Nhiều biến áp balun khác có tỷ số biến đổi trở kháng 9:1; 16:1 có đ−ợc bằng cách mắc nối tiếp biến áp balun có tỷ số biến đổi lớn. Điều chú ý các vòng dây không đ−ợc gây nên cộng h−ởng ở tần số lμm việc dải rộng. Biến áp balun dải rộng hữu ích cho thiết kế khuếch đại công suất cao tần dải rộng, không cần phải điều chỉnh phức tạp phần công suất cao tần, tuy nhiên lọc hμi bậc cao không đ−ợc tốt. Một giải pháp khắc phục lμ thiết kế phần mức công suất nhỏ dùng mạch điều h−ởng loại hμi bậc cao, tầng công suất ra cao tần, dải rộng. Bộ khuếch đại công suất ra cao tần có thể hoạt động ở chế độ A, B, C vμ D (chế độ đóng mở). +V RFC 1:4 16:1 RFin RA 4:1 4:1 Hình 1.19 Khuếch đại công suất cao tần chế độ A dải rộng dùng biến áp Balun phối hợp trở kháng. Trong nhiều tr−ờng hợp, Anten nằm trên cột cao áp cách xa máy phát, máy thu. Ví dụ Anten thu TV, anten máy phát thanh - phát hình, anten viba v.v. Dây truyền sóng nối giữa anten phát với ngõ ra máy phát hoặc ngõ vμo máy thu với anten thu có trở kháng bằng nhau có công suất lớn nhất. Có hai loại dây truyền sóng cơ bản:
  17. 17 1. Dây cân bằng (balanced line) gồm 2 dây dẫn song song cách điện vμ cách nhau một khoảng xác định còn gọi lμ dây song hμnh. Dòng cao tần chảy trên mỗi dây nh− nhau so với đất nh−ng ng−ợc chiều nhau, không dây nμo nối đất. 2. Dây bất cân bằng (unbalanced line) gồm 1 dây dẫn tín hiệu cách điện với 1 dây bọc nối đất, còn gọi lμ cable đồng trục. Ví dụ: dây song hμnh TV có trở kháng 300Ω, đ−ợc nối với anten thu có trở kháng 300Ω. Cáp đồng trục 50Ω nối giữa ngỏ ra máy phát với anten phát bất đối xứng có trở kháng 50Ω. Thông số cáp đồng trục: Cable Trở Suy hao dB/100m kháng 100MHz 200MH 400MH 600MH 800MHz 1GHz Ω z z z 3CV2 75 19,5 5C2V 75 12,5 RG58V 50 12,3 17,8 26,1 30,1 34,7 43,3 RG58CV 50 15,8 23,5 34,8 38,7 44,6 57,7 RG59V 75 10,4 15,6 23,4 25,4 29,4 38,2 RG59B/ 75 10,7 16 23,6 26,2 30,2 38,6 V PN150A 75 4,2 6,2 8,8 10,8 12,4 13,9
  18. 17 Ch−ơng 2 Máy phát 2.1 Định nghĩa vμ phân loại Một hệ thống thông tin bao gồm: máy phát, máy thu vμ môi tr−ờng truyền sóng nh− hình 2.1. Trong đó máy phát lμ một thiết bị phát ra tín hiệu d−ới dạng sóng điện từ đ−ợc biểu diễn d−ới một hình thức nμo đó. Môi tr−ờng Truyền sóng Máyphá Máy thu t Hình 2.1 Sơ đồ khối tổng quát của hệ thống thiết bị thu Sóng điện từ gọi lμ sóng mang hay tải tin lμm nhiệm vụ chuyển tải thông tin cần phát tới điểm thu. Thông tin nμy đ−ợc gắn với tải tin theo một hình thức điều chế thích hợp. Máy phát phải phát đi công suất đủ lớn để cung cấp tỉ số tín hiệu trên nhiễu đủ lớn cho máy thu. Máy phát phải sử dụng sự điều chế chính xác để bảo vệ các thông tin đ−ợc phát đi, không bị biến dạng quá mức. Ngoμi ra, các tần số hoạt động của máy phát đ−ợc chọn căn cứ vμo các kênh vμ vùng phủ sóng theo qui định của hiệp hội thông tin quốc tế (ITV). Các tần số trung tâm của máy phát phải có độ ổn định cao. Do đó, chỉ tiêu kỹ thuật của máy phát lμ: Công suất ra, tần số lμm việc, độ ổn định tần số, dải tần số điều chế. Có nhiều cách phân loại máy phát 2.1 .1 Theo công dụng Máy phát Phát Phát Phát Thông Chg ứng dụng Cố Di Phát Phát Đo kh Ra định động thanh hình cách đa Hình 2.2 Phân loại máy phát theo công dụng
  19. 18 2.1.2 Theo tần số + Phát thanh: + 3KHz ữ 30KHz (100Km ữ 10Km): đμi phát sóng cực dμi VLW + 30KHz ữ 300KHz (10Km ữ 1Km): đμi phát sóng dμi LW + 300KHz ữ 3000KHz (1Km ữ 100m): đμi phát sóng trung MW + 3MHz ữ 30MHz (100m ữ 10m): đμi phát sóng ngắn SW + Phát hình: + 30MHz ữ 300MHz (10m ữ 1m): đμi phát sóng mét + 300MHz ữ 3000MHz (1m ữ 0,1m): đμi phát sóng dm + Thông tin Vi ba vμ Rađa: + 3GHz ữ 30GHz (0,1m ữ 0,01m): đμi phát sóng cm + 30GHz ữ 300GHz (0,01m ữ 0,001m): đμi phát sóng mm 2.1.3 Theo ph−ơng pháp điều chế + Máy phát điều biên (AM) + Máy phát đơn biên (SSB) + Máy phát điều tần (FM) vμ máy phát điều tần âm thanh nổi (FM Stereo) + Máy phát điều xung (PM) + Máy phát khoá dịch biên độ ASK, QAM + Máy phát khoá dịch pha PSK, QPSK + Máy phát khoá dịch tần FSK 2.1.4 Theo công suất + Máy phát công suất nhỏ Pra 1000KW Ngμy nay, trong các máy phát công suất nhỏ vμ trung bình ng−ời ta có thể sử dụng hoμn toμn bằng BJT, FET, MOSFET công suất, còn trong các máy
  20. 19 phát có công suất lớn vμ cực lớn ng−ời ta th−ờng sử dụng các loại đèn điện tử đặc biệt. 2.2 Sơ đồ khối tổng quát của các loại máy phát 2.2.1 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát điều biên (AM) Tiền KĐ KĐCSÂ KĐCSC Mạch ra âm tần T T Tiền KĐ TBị an Cao tần toμn &lμ Khối chủ Nguồn sóng Cung Hình 2.3 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát điều biên + Tiền khuếch đại âm tần: Có nhiệm vụ khuếch đại điện áp tín hiệu vμo đến mức cần thiết để đ−a vμo tầng khuếch đại công suất âm tần (KĐCSÂT). Vì đối với máy phát AM thì biên độ điện áp âm tần yêu cầu lớn để có độ điều chế sâu (m lớn) nên tầng nμy th−ờng có tầng khuếch đại micro vμ khuếch đại điện áp mức cao. + Khuếch đại công suất âm tần (KĐCSÂT): có nhiệm vụ khuếch đại tín hiệu đến mức đủ lớn để tiến hμnh điều chế tín hiệu cao tần. + Khối chủ sóng (Dao động): có nhiệm vụ tạo ra dao động cao tần (sóng mang) có biên độ vμ tần số ổn định, có tầm biến đổi tần số rộng. Muốn vậy, ta có thể dùng mạch dao động LC kết hợp với mạch tự động điều chỉnh tần số (AFC) + Khối tiền khuếch đại cao tần (TKĐCT): có thể đ−ợc dùng để nhân tần số hoặc khuếch đại dao động cao tần đến mức cần thiết để kích thích cho tần công suất lμm việc. Nó còn có nhiệm vụ đệm, lμm giảm ảnh h−ởng của các tầng sau
  21. 20 đến độ ổn định tần số của khối chủ sóng. Vì vậy, nó có thể có nhiều tầng: tầng đệm, tầng nhân tần vμ tầng tiền khuếch đại công suất cao tần (TKĐCSCT) + Khối khuếch đại công suất cao tần (KĐCSCT): có nhiệm vụ tạo ra công suất cần thiết theo yêu cầu công suất ra của máy phát. Công suất ra yêu cầu cμng lớn thì số tầng khuếch đại trong khối KĐCSCT cμng nhiều. + Mạch ra để phối hợp trở kháng giữa tầng KĐCSCT cuối cùng vμ anten để có công suất ra tối −u. + Anten để bức xạ năng l−ợng cao tần của máy phát thμnh sóng điện từ truyền đi trong không gian. + Nguồn cung cấp điện áp phải có công suất lớn để cung cấp cho Transistor hoặc đèn điện tử công suẩt. + Ngoμi ra, máy phát phải có thiết bị an toμn vμ thiết bị lμm nguội. 2.2.2 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát đơn biên (SSB) Thiết Bộ Bộ Bộ KĐại HTDD Bộ bị đầu điều đổi lọc dđộng tầng ra lọc vμo chếđơn tần 1 đchế 2 f1 Suy f2 Bộ kích giảm thích đơn biên Bộ tổng hợp Nguồn TB an toμn tần số cung cấp & lμm Hình 2.4 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát đơn biên Ngoμi các yêu cầu kỹ thuật chung của máy phát, máy phát đơn biên (SSB) còn phải có thêm một số chỉ tiêu kỹ thuật sau đây: - Mức méo phi tuyến - 35 dB - Bề rộng mỗi kênh thoại vμ tổng số kênh thoại - Tần số lμm việc: 1MHz - 30 MHz Việc xây dựng sơ đồ khối của máy phát đơn biên có một số đặc điểm riêng so với máy phát điều biên (AM). ở đây các bộ điều biên cân bằng vμ bộ lọc dải
  22. 21 hẹp đ−ợc sử dụng để tạo nên tín hiệu đơn biên, nh−ng công suất bị hạn chế chỉ vμi mW. Nếu sóng mang ở dải tần số cao (sóng trung vμ sóng ngắn) thì không thể thực hiện đ−ợc bộ lọc với các yêu cầu cần thiết (dải thông hẹp, s−ờn dốc đứng ) vì vậy sẽ xuất hiện nhiễu xuyên tâm giữa các kênh, lμm giảm tỷ số tín hiệu trên nhiễu. Vì vậy, đối với máy phát đơn biên thì tần số sóng mang cơ bản để tạo đơn biên ở khoảng tần số trung gian: ( f1 =100KHz-500KHz). Do đó, sơ đồ cấu trúc của máy đơn biên gồm một bộ tạo tín hiệu đơn biên ở tần số trung gian (100-500)KHz sau đó nhờ một vμi bộ đổi tần để chuyển đến phạm vi tần số lμm việc ( f1 =1MHz-30MHz) rồi nhờ bộ khuếch đại tuyến tính để khuếch đại đến một công suất cần thiết. + Thiết bị đầu vμo: th−ờng lμm nhiệm vụ khuếch đại tín hiệu âm tần nếu tín hiệu nμy còn bé hoặc hạn chế tín hiệu âm tần nếu tín hiệu nμy quá lớn. + Bộ điều chế đơn biên (BĐCĐB): trong các máy phát công suất lớn BĐCĐB th−ờng đ−ợc xây dựng theo ph−ơng pháp lọc tổng hợp. Trong các máy phát công suất nhỏ, yêu cầu kỹ thuật không cao nên đôi khi có thể sử dụng bộ điều chế đơn biên theo ph−ơng pháp lọc - quay pha. Khi đó việc điều chế tín hiệu đơn biên có thể đ−ợc thực hiện ngay ở tần số lμm việc nên không cần có bộ đổi tần vμ bộ lọc 1. + Bộ tổng hợp tần số của máy phát đơn biên: lμ thiết bị chất l−ợng cao vμ phức tạp. Nó phải bảo đảm tần số sóng mang gốc ( f1 ) vμ các tần số khác ( f 2 ) có độ Δf ổn định tần số rất cao ( =10−7 ữ 10 −9 ). Vì vậy, cần dùng thạch anh để tạo các f tần số gốc + Bộ đổi tần: thực chất lμ bộ khuếch đại cộng h−ởng để lấy thμnh phần hμi f2= nf 1 . Chính nhờ bộ đổi tần mμ độ ổn định tần số của máy phát tăng lên. + Bộ lọc 1: có nhiệm vụ lọc các sản phẩm của quá trình đổi tần. + Bộ khuếch đại dao động điều chế (KĐDĐĐC): phụ thuộc vμo công suất ra mμ có số tầng từ 2 đến 4. Để điều chỉnh đơn giản, một, hai tầng đầu lμ khuếch đại dải rộng không điều h−ởng. Còn các tầng sau lμ các bộ khuếch đại cộng h−ởng.
  23. 22 + Hệ thống dao động tầng ra dùng để triệt các bức xạ của các hμi vμ cũng để phối hợp trở kháng. Trong các máy phát đơn biên bộ lọc đầu ra th−ờng lμ một hay hai bộ lọc hình Π ghép với nhau vμ giữa chúng th−ờng có phần tử điều chỉnh độ ghép để nhận đ−ợc tải tốt nhất của máy phát. Tầng KĐDĐĐC đơn sử dụng đơn giản hơn so với tầng đẩy kéo. Song sử dụng tầng đơn thì gặp khó khăn lμ không phối hợp trở kháng với anten sóng ngắn đối xứng. Đối với máy phát công suất ra Pra = (20 - 40)Kw ng−ời ta dùng biến áp ra đối xứng có lõi Ferrite. Còn đối với máy phát công suất ra Pra = 100Kw ng−ời ta dùng biến áp đối xứng không có lõi. + Bộ lọc 2: dùng để triệt các thμnh phần cao tần xuất hiện trong dải tần số truyền hình, nên còn gọi lμ bộ lọc tín hiệu truyền hình. Đối với máy thu đơn biên ta phải đổi tín hiệu đơn biên thμnh điều biên để thực hiện tách sóng trung thực. Muốn vậy phải phục hồi sóng mang, điều nμy yêu cầu vòng khoá pha PLL. Do đó, ở máy phát không triệt tiêu hoμn toμn tần số sóng mang mμ giữ lại sóng mang có biên độ bằng (5-20)%. Tần số nμy còn đ−ợc gọi lμ tần số lái, đ−ợc phát cùng tín hiệu đơn biên. Nhờ đó máy thu đơn biên có thể khôi phục tín hiệu một cách chính xác nhờ hệ thống tự động điều chỉnh tần số AFC 2.2.3 Sơ đồ khối của máy phát am đa kênh ghép kênh FDM Dđộg sóg mg Kênh 1 Tầng K. Điều Bộ lọc 1 Đại chế Dđộg sóg mg Kênh 2 Tầng K. Điều Bộ lọc 2 Đại chế Mạch ghép tạo tín . hiệu . tổng . hợp Dđộg sóg mg .
  24. 23 2.2.4 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát đIều tần Fm Tiền KĐ TĐKhán Nhân tần KĐCSC âm tần g+ ĐC T Khối chủ TBị an Nguồn sóg (DĐ) toμn Cung &lμ Hình 2.6 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát điều tần Tầng điện kháng: sử dụng các phần tử điện kháng để biến đổi tín hiệu âm tần thμnh điện kháng thay đổi (dung kháng hoặc cảm kháng biến thiên) để thực hiện việc điều chế FM. Phần tử điện kháng có thể lμ Transistor điện kháng, đèn điện kháng hoặc Varicap (điện dung biến đổi theo điện áp đặt vμo Varicap).
  25. 24 2.2.5 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát Fm chất l−ợng cao fIF= 10MHz FRF= 100MHz Tiền KĐ TĐKhán Nhân tần KĐCSC âm tần g+ ĐC (x10) T Tách sg 100MHz Dao + KĐ DC động 1MHz 9,9MHz K. đại Trộn Nhân tần trug gian sóng 1MHz 99MHz Hình 2.7 Sơ đồ khối tổng quát của máy phát điều tần FM chất l−ợng 2.3 Các mạch ghép trong máy phát Mạch ghép để ghép giữa các tầng vμ ghép giữa tầng ra của máy phát với anten. Yêu cầu chung đối với mạch ghép: 1. Phối hợp trở kháng Đối với mạch ghép giữa các tầng: yêu cầu lμ trở kháng vμo của tầng kế tiếp phản ảnh về cùng với trở kháng ra của bộ cộng h−ởng tầng tr−ớc đó tạo thμnh trở kháng sóng tối −u, đảm bảo công suất ra vμ hiệu suất của tầng nμy lμ lớn nhất. Đối với mạch công suất: việc phối hợp trở kháng giữa tầng ra của bộ khuếch đại công suất cao tần vμ anten nhằm đạt đ−ợc công suất ra lớn nhất. 2. Đảm bảo BĂNG thông (B)
  26. 25 Mạch lọc đầu ra phải đảm bảo sao cho ngoμi biên biên độ không giảm quá 3dB. Mặt khác dải thông tỉ lệ nghịch với hệ số phẩm chất của khung cộng f h−ởng ( B = o ). Vì vậy để đảm bảo dải thông vμ hệ số phẩm chất ta phải dùng Q nhiều bộ lọc ghép với nhau. 3. Đảm bảo hệ số lọc hμi cao Đối với những máy phát có công suất lớn, yêu cầu các thμnh phần hμi rất nhỏ. Do đó, mạch ghép phải bảo đảm độ suy giảm đạt yêu cầu ở những tần số hμi không mong muốn. 4. Điều chỉnh mạch ghép Trong một dải tần rộng vμ thay đổi độ ghép với tải để có tải tối −u. Nói chung không thể đồng thời thoả mãn các yêu cầu trên mμ tuỳ từng tr−ờng hợp cụ thể để xét yêu cầu nμo lμ quan trọng, yêu cầu nμo nμo lμ thứ yếu. Ví dụ + Đối với tầng tiền khuếch đại, yêu cầu phối hợp trở kháng lμ chính, không yêu cầu độ chọn lọc cao, không cần hiệu suất cao nên chỉ cần dùng mạch cộng h−ởng đơn. + Đối với tầng ra, yêu cầu hiệu suất cao, độ lọc hμi cao nên dùng mạch cộng h−ởng phức tạp. 2.3.1 tinh chỉnh anten Đối với tầng tr−ớc cuối thì điện trở tải chính lμ điện trở vμo của tầng kế tiếp sau. Còn đối với tầng cuối thì điện trở tải chính lμ điện trở của phiđơ. Thực chất phiđơ có thể lμ thuần trở rA , dung kháng rA − jX A , hoặc cảm kháng rA + jX A . Nh−ng chỉ khi anten thuần trở thì công suất ra anten mới lớn nhất. Muốn vậy, phải chỉnh anten cộng h−ởng ở tần số lμm việc bằng bộ phận tinh chỉnh. Nếu lμ rA − jX A thì chỉnh Lc vμ nếu lμ rA + jX A thì chỉnh bằng CC nh− hình 2.8. Hình minh họa tinh chỉnh của anten
  27. 26 2.3.2 Ghép biến áp (ghép hỗ cảm) Mạch ghép biến áp lμ một trong những mạch ghép đ−ợc sử dụng phổ biến trong máy phát Hình 2.9 Mạch ghép tải ra bằng biến áp Từ mạch ghép biến áp ở trên, ta đ−a về sơ đồ t−ơng đ−ơng bên sơ cấp nh− hình 2.10: L1 C r rfa Hình 2.10 Sơ đồ t−ơng t−ơng của mạch đ− iềbê ấ
  28. 27 Trong đó, điện trở phản ảnh đ−ợc xác định nh− biểu thức: 2 2 ()ωM X gh rfa = = (2.1) RL RL Với: RL lμ điện trở tải + M : Hổ cảm M= k L1 L 2 (2.2) + L1, L2 : Trị số điện cảm của cuộn sơ cấp vμ thứ cấp. + k : Hệ số ghép phụ thuộc kết cấu của cuộn dây: - Nếu Sóng ngắn : k = 0,01 ữ 0,1 (ghép rất lỏng). Sóng trung : k = 0,5 ữ 0,9 (cuộn dây có lõi từ tính, ghép rất chặt). * Điện trở cộng h−ởng riêng của mạch sơ cấp: 2 L1 ρ L R = = với ρ = 1 (2.3) K rC r C * Điện trở cộng h−ởng của mạch khi có tải: 2 ρ1 Rtd = (2.4) r+ rfa * Hiệu suất của mạch ghép biến áp đ−ợc biểu diễn bởi biểu thức: PL η BA = (2.5) P1 Trong đó : PL : lμ công suất hữu ích trên tải. P1 : Công suất trên cuộn sơ cấp. 1 I2 r K fa r+ r − r PL 2 fa r η BA = = = =1 − (2.6) P 1 2 r+ r r+ r 1 I() r+ r fa fa 2 K fa Từ biểu thức (2.6) ta nhận thấy để hiệu suất biến áp cao (η BA = 0,9 ữ 0,95) thì rfa =(10 − 20)r . Mμ muốn rfa lớn thì từ (2.1) ta thấy RL phải nhỏ vμ biến áp
  29. 28 phải ghép chặt để có hỗ cảm M lớn. Th−ờng điện trở tải cho tr−ớc vμ không đổi, nên để tăng rfa ta phải tăng M. Biểu thức (2.6) có thể đ−ợc viết lại d−ới dạng: 2 PL ρ1 /RK Rtd η BA = =1 − 2 =1 − (2.7) P1 ρ1 /Rtd RK Với : RK, Rtđ lμ điện trở t−ơng đ−ơng của mạch cộng h−ởng khi RL = ∞ vμ RL ≠ 0 Nh− vậy; để hiệu suất biến áp cao thì RK phải lớn, mμ: RQK= o ρ1 ; Với Qo: hệ số phẩm chất của riêng khung cộng h−ởng , nên Qo phải lớn (Qo = 50 - 200). Mặc khác ta thay đổi độ ghép hỗ cảm M sao cho Rtđ = Rtđtớihạn để có hiệu suất cao nhất. 2.3.3 Các b−ớc thiết kế một mạch ghép biến áp Khi thiết kế ta th−ờng đ−ợc biết tr−ớc các điều kiện: PL , tần số góc ω vμ chọn Q1 tùy theo tần số. Ta sẽ tiến hμnh một số b−ớc tính toán nh− sau: 1. Biết PL, chọn (η BA = 0,9ữ 0,95) tùy theo công suất yêu cầu theo bảng d−ới đây: Công suất ra Hiệu suất PL < 1W 0,7 ữ 0,8 1W ≤ PL < 10W 0,75 ữ 0,85 10W ≤ PL < 100W 0,84 ữ 0,93 100W ≤ PL < 1KW 0,92 ữ 0,96 1KW ≤ PL < 10KW 0,95 ữ 0,98 PL ≥ 10KW 0,97 PL 2. Xác định P1 = η BA
  30. 29 3. Chọn Vcm = (0,8 - 0,9) Vcc 2 Vcm 4. Điện trở cộng h−ởng khi có tải Rtd = 2P1 5. Chọn hệ số phẩm chất của khung cộng h−ởng sơ cấp khi đã có tải: Q1 = (10 ữ50) RK Rtd 6. Tính trở kháng đặc tính của mạch sơ cấp ρ1 = = Qo Q1 7. Xác định L1, C': ρ1 1 L1 = vμ CCC'=1 +KS = ω ωρ1 CKS = CCE của Transistor ; nếu C1 ≥10 CCE thì C'≈ C1 8. Hệ số phẩm chất riêng của khung cộng h−ởng sơ cấp: RK Rtd Qo = trong đó: RK = ρ1 1−η BA 9. Tính điện trở tổn hao của cuộn sơ cấp khi không vμ có tải: ρ1 ρ1 r = vμ r+ rfa = suy ra Qo Q1 2 2 ρ1 ρ1 hoặc r = vμ r+ rfa = RK Rtd 10. Tính hỗ cảm : 1 M= r. R ω fa L 11. Tính giá trị cuộn cảm bên thứ cấp : M 2 L2 = 2 k L1
  31. 52 Ch−ơng 5 kỹ thuật chuyển đổi đIện áp sang tần số vμ tần số sang đIện áp 5.1 Bộ chuyển đổi điện áp sang tần số 5.1.1 Sơ đồ khối ICC IC =I2 I1 = I2 + Vin/Rin I2 C IC nạp RC t1 Rin I1 xã So sánh MonoStabl điện áp t1 t2 fout t1: I2 mở t2: I2 tắt VC 0V Vin1 > Vin2 > Vin3 Hình 5.1 Kỹ thuật FM tần số thấp lμ một ph−ơng thức biến đổi điện áp sang tần số gọi tắt lμ chuyển đổi V TO F. Kỹ thuật nμy đ−ợc sử dụng khá phổ biến trong các mạch xử lý tín hiệu truyền tải hay l−u trữ thông tin. −u điểm của kỹ thuật nμy lμ nhờ công nghệ chế tạo vi mạch để có độ tuyến tính cao trong chuyển đổi V sang F. Độ di tần có thể đạt đến giá trị cực đại. Các ứng dụng phổ biến lμ trong các mạch thu phát hồng ngoại, thông tin quang, thu phát tín hiệu điều khiển từ xa, các loại
  32. 53 tín hiệu số, hoặc l−u trữ dữ kiện, thông tin trên băng cassette. Thông th−ờng bộ chuyển đổi có thể kết hợp với một PLL để có độ chính xác cao vμ luôn luôn có tính thuận nghịch, nghĩa lμ có thể chuyển đổi từ điện áp sang tần số vμ ng−ợc lại từ F sang V. 5.1.2 Hoạt động của mạch Bộ chuyển đổi V sang F th−ờng có 3 khối: - Mạch tích phân kết hợp với nguồn dòng I2. - Mạch so sánh điện áp để phát hiện mức điện áp đầu ra của bộ tích phân. - Mạch monostable nhằm tạo xung ở đầu ra mμ mức cao có thời gian t1 không đổi (quyết định bởi mạch RC của Monostable). Trong thời gian t1, xung ở đầu ra có mức 1 (mức cao). Nó đ−ợc đ−a trở về mở nguồn dòng để tạo ra dòng không đổi I2. Dòng I2 chia lμm 2 phần: I2 = IC+I1, trong đó IC lμ dòng nạp cho tụ C của mạch tích phân lμm cho điện áp trên tụ (tức lμ điện áp ở đầu ra của bộ tích phân) có độ dốc âm nh− hình vẽ. Còn dòng I1 thì chạy qua Rin. Bộ so sánh điện áp sẽ so sánh mức điện áp trên đầu ra bộ tích phân vμ giá trị 0 (masse) để tạo 1 xung kích mở mạch Monostable. Trong thời gian t2, điện áp trên đầu ra của mạch Monostable bằng 0 lμm đóng (khóa) nguồn I2. Tụ C sẽ phóng điện qua Rin bằng dòng I1. Năng l−ợng nạp cho tụ C trong thời gian t1 sẽ đ−ợc phóng hết trong thời gian t2. ở cuối thời điểm của t2, mạch so sánh tạo ra 1 xung kích mở mạch Monostable để tạo xung đầu ra mạch Monostable có độ rộng t1 Gọi T =t1 + t2 lμ chu kỳ hoạt động của mạch. T phụ thuộc vμo vin, I2, Rin vμ C. 5.1.3 Thiết lập quan hệ giữa vin vμ fout Trong thời gian t1: tụ nạp điện bằng dòng IC vin vin IIIIC =2 − 1 = 2 + với I1 = − Rin Rin Điện tích nạp cho tụ:
  33. 54 vin ΔqCC = I.()() t1 = I 2 − I 1 t 1 = I 2 + t1 (1) Rin Trong thời gian t2: dòng I2 = 0, tụ C sẽ xả điện bằng dòng cố định I1= (-vin/Rin). Điện tích do tụ xả: vin ΔqC = I1. t 2 = − t2 (2) Rin Điện tích nạp vμ xả trên tụ bằng nhau nên từ (1) vμ (2) ta suy ra: vin vin (I 2 +)t1 = − t2 Rin Rin IR2 in →T = t1 + t 2 = − .t1 vin 1 vin Vậy: f out = = − (3) T I2 Rin t 1 Từ (3) suy ra: fout tỷ lệ với vin với điều kiện I1<< I2 C: không xuất hiện trong biểu thức do đó C không câng phải lμ loại có độ vin chính xác cao lắm. f out = I2 Rin t 1 5.2 Một số vi mạch chuyển đổi V sang F 5.2.1 Khảo sát IC RC 4151 C2 .1 R0 6.8K R0 Vlogic R1 8 1 Vin 7 5 R 100K L 47K .1 RC4151 3 6 f0 4 2 CB 1μF R2 47K R3 R4 12K C 100K 0 R .01 R 5 S 5K
  34. 55 Loại IC nμy đ−ợc sử dụng rất rộng rãi trong các mạch tiêu biểu vμ tần số ngõ ra đạt đến 10KHz. Hoạt động của mạch vμ các tham số: Nguồn dòng I2 đ−ợc mở trong thời gian t1. Dòng nμy sẽ nạp qua tụ C0. CB tham gia vμo mạch tích phân. Độ phi tuyến của quá trình chuyển đổi V sang F lμ 1%. I2 có giá trị danh định lμ 135 μA. Rs để điều chỉnh tầm hoạt động cựcHình đại. 5.2 R0: nối tiếp với một điện trở nhằm điều chỉnh thời gian t1, R0 phải nằm trong dãy điện trở sau đây: (R0 + R0): 0,8KΩ ữ680KΩ C0: 1000pF ữ 1μF t1= 1,1R0C0 (thời gian tồn tại xung Monostable) I2 = 1,9/RS , (RS = R4+R5) VCC = 8 ữ 22V Pttmax= 500 mW Vin = 0,2Vữ +VCC vin f out = I2 R 1 t 1 Các điện trở phải dùng loại chính xác cao có sai số: (0,5 ữ 1)% . Các tụ đ−ợc dùng lμ loại Mylar hay mica. Nguồn cung cấp phải lấy từ nguồn ổn áp chất l−ợng cao. IC nμy có ngõ ra cực thu hở. Muốn biên độ tín hiệu ra bằng bao nhiêu ta thiết kế chọn Vlogic thích hợp bằng cách thay đổi RL. 5.2.2 Khảo sát IC VF-9400 +5V .1 4.7K 4.7K 6 14 8 11 fout Cin 12 9.09K 3 VF-9400 9 VinB 250K CREFB 5 10 2 7 1 4 foutB /2B 500K R1 10K R2
  35. 56 Đặc điểm: - Hoạt động với nguồn cung cấp ±5V - Ngõ vμo lμ một OPAMP dùng kỹ thuật MOSFET hoạt động nh− một bộ tích phân. - VF 9400 đ−ợc thiết kế sao cho dòng điện vμo Iin: (0 ữ 10)μA - Điện trở bên ngoμi 250K, 9.09K ấn định tầm hoạt động với dòng điện vμo định mức thích hợp với vin nμo đó. Ta có thể thực hiện các tầm điện áp khác nhau bằng cách chỉnh biến trở đẻ mỗi tầm thay đổi một Rin. - Tụ CREF (Reference) ảnh h−ởng trực tiếp đến đặc tính chuyển mạch do đó phải có độ ổn định cao, hệ số nhiệt độ thấp vμ độ hấp thu môi tr−ờng thấp. - Tụ Cin đ−ợc chọn từ (3 ữ 10)CREF. - Chân 7 nối trực tiếp đến nguồn 5V để tạo nên điện áp chuẩn vì vậy điện áp cung cấp phải có độ chính xác vμ ổn định cao. - Ngõ ra lμ dạng cực thu hở với BJT bên trong lμ loại NPN với hai ngõ ra lμ fout vμ fout/2. - Điện áp cung cấp giữa chân 14 vμ 4 không đ−ợc v−ợt quá 18V. 5.2.3 Khảo sát IC AD537 +15 Vlogic 5K .01 9 10 13 12 14 1000p AD 537 B C fout 11 1
  36. 57 - IC chuyển đổi AD 537 lμ một dạng xuất hiện khá phổ biến trong điện tử công nghiệp, nó đ−ợc thiết kế từ một mạch dao động đa hμi ghép cực phát, đ−ợc điều chỉnh bằng nguồn dòng. - Thuận lợi của nó lμ fout có dạng xung vuông rất lý t−ởng độ phi tuyến lμ 0,05% trên toμn bộ tầm hoạt động. - foutmax = 100KHz. - Rin vμ C7 quyết định tầm điện áp nhập cần chuyển đổi. - AD 537 tiêu thụ dòng tối đa 200 mA. - Hai chân 6, 7 (không dùng trong mạch) đ−ợc sử dụng với mục đích đo nhiệt độ trong đó chân 7 phải đ−ợc nối đến nguồn điện áp chuẩn 1V. - Chân 6 lμ nguồn điện áp đ−ợc lấy từ bộ cảm biến nhiệt độ. Lúc đó ngõ ra sẽ có điện áp tuyến tính theo nhiệt độ với chân 6 nhận điện áp có đặc tính 1mV/10K - 2K lμ biến trở loại POT-LIN. 5.3 Bộ chuyển đổi F → V 1. Hầu hết các IC chuyển đổi V→ F đều có tính thuận nghịch, tùy theo mỗi IC, dạng biến đổi nμy khác nhau. Rf RC C fin Mạch sửa MonoStabl dạng I2 Vout t1 Hình 5.5
  37. 58 *Mạch sửa dạng: nhằm tạo ra dạng sóng thích hợp để điều khiển mạch đơn ổn. Điện áp đầu ra sẽ tỷ lệ với tần số đầu vμo fin, điện trở Rf nguồn dòng I2 vμ thòi gian t1. *Mạch đơn ổn (Monostable): Nhằm tạo ra xung có độ rộng t1, trong thời gian nμy nguồn dòng I2 mở. vout = fin.Rf.I2.t1 5.4 Một số vi mạch chuyển đổi f sang v 5.4.1 Khảo sát IC chuyển đổi F → V RC4151 +15 10K 5K V0 8 1 CB R 7 B 10K RC4151 2 R .022 6 3 S 5 4 fin 10K 14K R0 C0 6.8K .01 Hình 5.6 Mạch biến đổi F → V RC4151 có các đặc tính sau đây: vo = fin.RB.I2.t1 Trong đó: I2 = 1,9/Rs, I2 ≤ 140 μA, t1 = 1,1R0C0 . Khi fin = 10 KHz → vout= 10V, độ phi tuyến 1% vout tỷ lệ với fin. 5.5 ứng dụng các bộ chuyển đổi trong DTTT
  38. 59 5.5.1 Bộ nhân vμ chia tần số KR K f1 f 2 F/V V/F V1 V2 K Hình 5.7 Tần số f2 ở đầu ra (f2= K1f1) vμ K1 có thể (K1>1 hay K1<1) tùy thuộc vμo biến trở R. Một đặc điểm của mạch nhân vμ chia tần số nμy so với các nguyên tắc tr−ớc đây lμ K có thể lμ 1 số lẻ (thập phân) vμ tùy thuộc vμo biến trở R. 5.5.2 Bộ tách sóng pha R R F/V V f1 1 K V2 R f2 F/V VO K R VO = (V2-V1) = K(f2-f1) Hình 5.8 Điện áp ra của bộ tách sóng pha: v0= (v2-v1)=K(f2-f1) 5.5.3 Mạch điều chế FM VREF R 2 K Vout Vi V/F Mạch lọc R1
  39. 60 Trong đó VREF : nguồn điện áp chuẩn Vi : nguồn tín hiệu vμo R2: chỉnh tần số trung tâm Dùng mạch đệm Opamp để loại bỏ dòng vμo V/F, từ đó mới tính đ−ợc fIF vμ Δf. KR1 KR2 f out = VREF + Vi= f IF ± Δ f RR1+ 2 RR1+ 2 5.5.4 Điều chế FSK (Frequency Shift Key) VREF R 2 Mạch đệm K Vi V/F Mạch lọc R1 f out 1 1 1 R V 1 V i out 0 FSK C R 2 Điều chế FSK đ−ợc sử dụng rộng rãi trong truyền thông tin số. Về cơ bản nó đ−ợc mã hoá 2 trạng thái cơ bản 0-1. Các tần số f1, f2 nμy không cần có độ phân cách cao. Hình vẽ trên trình bμy mạch điều chế FSK với ngõ vμo có 2 trạng thái 0, 1, t−ơng ứng ở đầu ra 2 tần số f1, f2. Hai điện trở R1 vμ R2 dùng để ấn định f1 vμ f2. Đầu ra của bộ chuyển đổi tín hiệu đ−ợc biến thμnh hình sine nhờ 1 bộ lọc,
  40. 61 để có chất l−ợng cao thì có thể sử dụng bộ lọc dạng vi mạch. Từ đó tín hiệu đ−ợc truyền trên dây điện thoại hoặc có thể l−u dữ trên băng cassette nhờ biến thμnh tín hiệu sine đó. Trong tr−ờng hợp nμy thì ta nên dùng bộ chuyển đổi có độ chính xác cao ví dụ VF 9400 hay AD 537. Vi = 0 ⇒ fout = KR1VREF /(R1+R2) = f1 Vi = 1 ⇒ fout = KR1VREF /(R1+R2) + KR1Vi /(R1+R2) Suy ra f2 > f1 Chuỗi xung từ đầu ra của bộ V- F qua mạch lọc nh− hình vẽ với độ rộng xung thay đổi, suy ra V0ut có dạng sine Điều kiện thời hằng τ = RC >>. . Nếu thay bộ lọc thông thấp ở trên bằng L, C thì dạng sine chuẩn hơn. . Khi cho Vi = 0 ⇒ V0 sẽ có tần số f1 . Khi cho Vi = 1 ⇒ V0 sẽ có tần số f2 > f1 0 1 0 5.5.5 Giải điều chế FSK Tr−ớc tiên để giảm nhiễu, đầu vμo ta dùng bộ lọc dải thông từ f1 đến f2. Bộ giải mã FSK nhận tín hiệu có 2 tần số f1, f2, qua mạch tách điểm 0 để sửa dạng tín hiệu, sau đó đi qua mạch chuyển đổi F-V vμ nhờ bộ so sánh với mức điện áp chuẩn để tìm lại đ−ợc tín hiệu có 2 mức 0-1. f f1 2 Lọc Tách điểm 0 F/V So sánh VchB
  41. 62 5.5.6 L−u trữ dữ kiện trên băng cassette Dữ kiện số có thể l−u trữ trên băng cassette bằng cách sử dụng các bộ biến đổi V-F. ở các bộ điều chế: các ngõ vμo từ 0 đến 5V. Dữ liệu nμy đ−ợc đ−a vμo bộ V-F với tần số lμm việc từ 5KHz đến 10KHz, qua bộ chia vμ bộ lọc thông thấp vμ ghi vμo băng từ. ở quá trình chuyển đổi ng−ợc lại ta lấy đ−ợc dữ liệu nguyên thủy, qua bộ giải mã vμ lấy lại tín hiệu. Trong tr−ờng hợp muốn l−u trữ dữ liệu số ta dùng các bộ biến đổi V-F nh− bộ điều chế FSK. VREF Ghi R2 Lên Băng Vi V/F : 2 Lọc thông thấp R1 A A So Tách điểm 0 F/V sánh Trong tr−ờng hợp chúng ta ghi nhiều dữ liệu trên băng từ thì sẽ có nhiều bộ chuyển FSK t−ơng ứng. Vi1 FSK 1 GHI Vi2B B FSK 2 Demod FSK 1
  42. 63 Trong tr−ờng hợp truyền dẫn tínhiệu trên nhiều kênh điện thoại, khi sử dụng các bộ chuyển đổi F-V vμ V-F cần phải sử dụng thêm các bộ lọc để loại bỏ các loại nhiễu trên đ−ờng dây vμ thông th−ờng ph−ơng pháp nμy rất thích hợp cho dải tần số từ 300Hz đến 3kHz. Ph−ơng pháp xử lý tín hiệu qua bộ điều chế vμ giải điều chế FSK cũng t−ơng tự nh− l−u trữ trên băng cassette.
  43. 1 Ch−ơng 6 Vòng khoá pha PLL trong đIện tử thông tin 6.1 tổng quan về Vòng khoá pha (Phase Locked Loop - PLL) Vòng khoá pha PLL lμ hệ thống vòng kín hồi tiếp, trong đó tín hiệu hồi tiếp dùng để khoá tần số vμ pha của tín hiệu ra theo tần số vμ pha tín hiệu vμo. Tín hiệu vμo có thể có dạng t−ơng tự hình sine hoặc dạng số. ứng dụng đầu tiên của PLL vμo năm 1932 trong việc tách sóng đồng bộ. Ngμy nay, nhờ công nghệ tích hợp cao lμm cho PLL có kích th−ớc nhỏ, độ tin cậy cao, giá thμnh rẻ, dễ sử dụng. kỹ thuật PLL đ−ợc ứng dụng rộng rãi trong các mạch lọc, tổng hợp tần số, điều chế vμ giải điều chế, điều khiển tự động v.v Có hμng chục kiểu vi mạch PLL khác nhau, một số đ−ợc chế tạo phổ thông đa dạng, một số đ−ợc ứng dụng đặc biệt nh− tách âm (Tone), giải mã Stereo, tổng hợp tần số. Tr−ớc đây đa phần PLL bao gồm cả mạch số lẫn t−ơng tự. Hiện nay PLL số trở nên phổ biến. 6.2 Sơ đồ khối v (t) Tách sóng Vd(t) Lọc thông dc khuếch đại pha thấp một chiều vi(t), fi vo(t), fo vdk(t) VCO fo Hình 6.1 Sơ đồ khối của vòng giữ pha PLL
  44. 2 + Tách sóng pha: so sánh pha giữa tín hiệu vμo vμ tín hiệu ra của VCO để tạo ra tín hiệu sai lệch Vd(t) + Lọc thông thấp: lọc gợn của điện áp Vd(t) để trở thμnh điện áp biến đổi chậm vμ đ−a vμo mạch khuếch đại một chiều + Khuếch đại một chiều: khuếch đại điện áp một chiều Vdk(t) để đ−a vμo điều khiển tần số của mạch VCO + VCO (Voltage Controled Oscillator): bộ dao động mμ tần số ra đ−ợc điều khiển bằng điện áp đ−a vμo. 6.3 Hoạt động của mạch 6.3.1 Nguyên lý hoạt động Vòng khoá pha hoạt động theo nguyên tắc vòng điều khiển mμ đại l−ợng vμo vμ ra lμ tần số vμ chúng đ−ợc so sánh với nhau về pha. Vòng điều khiển pha có nhiệm vụ phát hiện vμ điều chỉnh những sai số nhỏ về tần số giữa tín hiệu vμo vμ ra. Nghĩa lμ PLL lμm cho tần số fo của tín hiệu VCO bám theo tần số fi của tín hiệu vμo. Khi không có tín hiệu vi ở ngõ vμo, điện áp ngõ ra bộ khuếch đại Vdc(t) =0, bộ dao động VCO hoạt động ở tần số tự nhiên fN đ−ợc cμi đặt bởi điện trở, tụ điện ngoμi. Khi có tín hiệu vμo vi , bộ tách sóng pha so sánh pha vμ tần số của tín hiệu vμo với tín hiệu ra của VCO. Ngõ ra bộ tách sóng pha lμ điện áp sai lệch Vd(t) , chỉ sự sai biệt về pha vμ tần số của hai tín hiệu. Điện áp sai lệch Vd(t) đ−ợc lọc lấy thμnh phần biến đổi chậm Vdc(t) nhờ bộ lọc thông thấp LPF, khuếch đại để thμnh tín hiệu Vdk(t) đ−a đến ngõ vμo VCO, để điều khiển tần số VCO bám theo tần số tín hiệu vμo. Đến khi tần số f0 của VCO bằng tần số fi của tín hiệu vμo, ta nói bộ VCO đã bắt kịp tín hiệu vμo. Lúc bấy giờ sự sai lệch giữa 2 tín hiệu nμy chỉ còn lμ sự sai lệch về pha mμ thôi. Bộ tách sóng pha sẽ tiếp tục so sánh pha giữa 2 tín hiệu
  45. 3 để điều khiển cho VCO hoạt động sao cho sự sai lệch pha giữa chúng giảm đến giá trị bé nhất. BL = fmax  fmin BC = f2  f1 BC = f2  f1 fN fN f f f f 1 f2 min 1 f2 max a/ Dải bắt b/ Dải khóa Hình 6.2 Dải bắt vμ dải khoa của PLL Dải bắt BC (Capture range): ký hiệu BC=f2- f1, lμ dải tần số mμ tín hiệu vμo thay đổi nh−ng PLL vẫn đạt đ−ợc sự khoá pha, nghĩa lμ bộ VCO vẫn bắt kịp tần số tín hiệu vμo. Nói cách khác, lμ dải tần số mμ tín hiệu vμo ban đầu phải lọt vμo để PLL có thể thiết lập chế độ đồng bộ (chế độ khóa). BC phụ thuộc vμo băng thông LPF. Để PLL đạt đ−ợc sự khóa pha thì độ sai lệch tần số (fi  fN) phải nằm trong băng thông LPF. Nếu nó nằm ngoμi băng thông thì PLL sẽ không đạt đ−ợc khóa pha vì biên độ điện áp sau LPF giảm nhanh. Điện áp sau LPF (fi fN) trong băng thông LPF đồng bộ đ−ợc (fi fN) ngoμi băng thông LPF, không đồng bộ đ−ợc f Hình 6.3 Điện áp sau bộ lọc thông thấp Giả sử mạch PLL đã đạt đ−ợc chế độ khoá, VCO đã đồng bộ với tín hiệu vμo. Bây giờ ta thay đổi tần số tín hiệu vμo theo h−ớng lớn hơn tần số VCO thì VCO sẽ bám theo. Tuy nhiên khi tăng đến một giá trị nμo đó thì VCO sẽ không bám theo đ−ợc nữa vμ quay về tần số tự nhiên ban đầu của nó. Ta lμm t−ơng tự nh− trên nh−ng thay đổi tần số tín hiệu vμo theo h−ớng nhỏ hơn tần số VCO. Đến một giá trị nμo đó của tần số tín hiệu vμo thì VCO sẽ không bám theo đ−ợc nữa vμ cũng
  46. 4 trở về tần số tự nhiên của nó. Dải giá trị tần số từ thấp nhất đến cao nhất đó của tín hiệu vμo đ−ợc gọi lμ dải khoá. Từ đó ta định nghĩa: Dải khóa BL (Lock range): ký hiệu BL=fmax- fmin, lμ dải tần số mμ PLL đồng nhất đ−ợc tần số f0 với fi. Dải nμy còn gọi lμ đồng chỉnh (Tracking range). Các tần số fmax, fmin tần số cực đại vμ cực tiểu mμ PLL thực hiện đ−ợc khóa pha (đồng bộ). Dải khóa phụ thuộc hμm truyền đạt (độ lợi) của bộ tách sóng pha, khuếch đại, VCO. Nó không phụ thuộc vμo đáp tuyến bộ lọc LPF vì khi PLL khóa pha thì fi- f0 = 0. Khi PLL ch−a khóa pha: fi ≠ f0. Khi PLL khóa pha: fi = f0. ở chế độ khóa pha, dao động f0 của VCO bám đồng bộ theo fi trong dải tần khóa BL rộng hơn dải tần bắt BC. Ví dụ: VCO của một vòng khoá pha PLL có tần số tự nhiên bằng 12MHz. Khi tần số tín hiệu vμo tăng lên từ giá trị 0Hz thì vòng PLL khoá tại giá trị 10MHz. Sau đó tiếp tục tăng thì nó sẽ bị mất khoá pha tại 16MHz. 1. Hãy tìm dải bắt vμ dải khoá. 2. Ta lặp lại các b−ớc trên nh−ng bắt đầu với tần số tín hiệu vμo có giá trị rất cao, sau đó giảm dần. Hãy tính các tần số mμ PLL thực hiện khoá pha vμ mất khoá pha. BL = fmax  fmin BC = f2  f1 fN fmin f1 f2 fmax MHz 8 10 12 14 16 Hình 6.4 Dải bắt vμ dải khoá của PLL 1. Dải bắt: BCB = f2  f1=2(12-10)=4MHz
  47. 5 Dải khoá: BLB = fmax  fmin=2(16-12)=8MHz 2. Đáp ứng của vòng PLL có tính đối xứng, nghĩa lμ tần số tự nhiên tại trung tâm của dải khoá vμ dải bắt. Do đó, khi giảm tần số tín hiệu vμo đến 14MHz thì PLL sẽ bắt đầu thực hiện khoá pha (VCO bám đuổi tín hiệu vμo). Tiếp tục giảm tần số tín hiệu vμo thì đến giá trị 8MHz PLL bắt đầu mất khoá pha (VCO không bám còn bám đuổi tín hiệu vμo đ−ợc nữa). 6.3.2 Các thμnh phần của PLL 6.3.2.1 Bộ tách sóng pha (Phase Detector): còn gọi lμ bộ so sánh pha. Có ba loại tách sóng pha: 1. Loại t−ơng tự ở dạng mạch nhân có tín hiệu ra tỷ lệ với biên độ tín hiệu vμo. 2. Loại số thực hiện bởi mạch số EX-OR, RS Flip Flop v.v có tín hiệu ra biến đổi chậm phụ thuộc độ rộng xung ngõ ra tức lμ phụ thuộc sai lệch về pha giữa hai tín hiệu vμo. 3. Loại tách sóng pha lấy mẫu. 1/ Bộ tách sóng pha t−ơng tự: v = Asin( t + ) Vd(t) Vdc(t) i ωi θi X LPF v = 2cos(ω t + θ ) i 0 0 Hình 6.5 Nguyên lý hoạt động của bộ tách sóng pha t−ơng tự Bộ đổi tần hay mạch nhân thực hiện nhân hai tín hiệu. Ngõ ra của nó có điện áp: Vd ( t )= Asin[(ωi − ω0 )t+ (θi −θ 0 )]+ Asin[(ωi + ω0 )t+ (θi +θ 0 )] Qua bộ lọc thông thấp LPF, chỉ còn thμnh phần tần số thấp. Khi khóa pha (ωi=ω0) có Vd = Asin (θi-θ0). Điện áp nμy tỷ lệ với biên độ điện áp vμo A vμ độ sai pha θe=θI-θ0. Nếu θe nhỏ, hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha coi nh− tuyến tính. Dải khóa giới hạn trong |θe|<π/2. Ta có độ lợi tách sóng pha kφ tính đ−ợc theo công thức:
  48. 6 k = A φ (V/radian) V d Asin(θ ) e A -π/2 π/2 θe (Radian) -A Hình 6.6 Hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha t−ơng tự 2/ Bộ tách sóng pha số: Dùng mạch số EX-OR, R-S Flip Flop v.v có đáp tuyến so sánh pha dạng: Vd A -π/2 π/2 θ (radian) e -A Hình 6.7 Hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha số Đáp tuyến tuyến tính trong khoảng |θe|≤π/2. Độ lợi tách sóng pha: kφ = A/(π/2) = 2A/π Tách sóng pha số EX-OR vμ đáp tuyến: Vd Vd θeB 0 π/2 π 2π
  49. 7 θe Tách sóng pha số dùng R-S Flip Flop vμ đáp tuyến: Vd V S Q d Vce R θe 2π θe 0 Điện áp sai lệch biến đổi chậm Vd tại ngõ ra bộ tách sóng pha số tỷ lệ với độ rộng xung ngõ ra tức lμ tỷ lệ độ sai lệch về pha θe (hay tần số tức thời) của hai tín hiệu vμo. 6.3.2.2 Lọc thông thấp LPF LPF th−ờng lμ mạch lọc bậc 1, tuy nhiên cũng dùng bậc cao hơn để triệt thμnh phần AC theo yêu cầu. LPF có thể ở dạng mạch thụ động hay tích cực. C R R1 Rf C Ngõ ra bộ tách sóng pha gồm nhiều thμnh phần f0, fi, fi-f0, fi+f0, v.v Sau LPF chỉ còn thμnh phần tần số rất thấp (fi-f0) đến bộ khuếch đại để điều khiển tần số VCO bám theo fi. Sau vμi vòng điều khiển hồi tiếp PLL đ−ợc đồng bộ (khóa pha) fi=f0, tần số phách (fi-f0)=0. Vòng khóa pha hoạt động chính xác khi tần số vμo fi, f0 thấp khoảng vμi trăm KHz trở lại. 6.3.2.3 Khuếch đại một chiều Khuếch đại tín hiệu biến đổi chậm (DC) sau bộ lọc thông thấp LPF. Độ lợi khuếch đại kA. Rf Vd Rc R1 VdB V0B Re B Rf R1
  50. 8 6.3.2.4 VCO (Voltage controlled oscillator) Lμ mạch dao động có tần số đ−ợc kiểm soát bằng điện áp . Yêu cầu chung của mạch VCO lμ quan hệ giữa đIện áp điều khiển Vdk(t) vμ tần số ra fo(t) phải tuyến tính. Ngoμi ra mạch còn có độ ổn định tần số cao, dải biến đổi của tần sô theo điện áp vμo rộng, đơn giản, dễ điều chỉnh vμ thuận lợi cho việc tổ hợp thμnh vi mạch (không có điện cảm). Về nguyên tắc có thể dùng mọi mạch dao động lμ tần số dao động có thể biến thiên đ−ợc trong phạm vi ±10%%ữ ± 50 xung quanh tần số dao động tự do. Tuy nhiên các bộ dao động tạo xung chữ nhật đ−ợc sử dụng rộng rãi vì loại nμy có thể lμm việc trong phạm vi tần số khá rộng (từ 1MHz đến khoảng 100MHz). Trong phạm vi từ 1MHz đến 50MHz th−ờng dùng các mạch dao động đa hμi. +V cc R c C Rc C Vo, fo R R Vdk -Vcc Hình 6.9 Mạch VCO tiêu biểu
  51. 9 Hình 6.9 biểu diễn một mạch VCO dao động đa hμi tiểu biểu. Khi nối đầu đIều khiển Vdk với Vcc thì đây lμ một mạch dao động đa hμi thông th−ờng, khi tách ra vμ đặt điện áp đIều khiển Vdk vμo đầu đó thì tần số dãy xung ra biến thiên theo điện áp Vdk. Cụ thể nếu Vdk tăng thì thời gian phóng nạp của tụ giảm do đó tần số ra tăng vμ ng−ợc lại. Ta có đặc tuyến truyền đạt fo(Vdk) đ−ợc biểu diễn nh− hình 6.10 fo [KHz] Miền lμm việc 1,1 1,0 0,9 -5 0 5 Vdk [v] Hình 6.10 Đặc tuyến truyền đạt fo(Vdk) tiêu biểu của VCO Ví dụ: f0 (KHz) 140 fN 100 60 V0 -2 -1 0 1 2 Đặc tuyến truyền đạt của 1 VCO có dạng nh− hình vẽ. Khi điện áp vμo VCO bằng 0, tần số dao động tự do lμ fN. Khi điện áp điều khiển thay đổi một l−ợng ΔV0, tần số ra thay đổi một l−ợng Δf0.
  52. 10 Độ lợi chuyển đổi V to f của VCO: k0= Δf0/ΔV0 (Hz/V) Tần số fN ở giữa vùng tuyến tính đáp tuyến. Ví dụ khi điện áp vμo thay đổi từ 1V đến 1V, tần số tăng từ 60KHz đến 140KHz. Độ lợi chuyển đổi (hay độ nhạy k0): Δf 0 (60− 140)KHz k0 = = = −40KHz / V ΔV0 [1− ( − 1)]V 6.4 ứng dụng của vòng khoá pha PLL 6.4.1 Bộ tổng hợp tần số đơn Nh− đã đề cập trong các ch−ơng tr−ớc, trong các máy phát hoặc các máy thu đổi tần cần có các mạch dao động có thể thay đổi tần số để phát hoặc thu các kênh khác nhau. Tr−ớc đây, ng−ời ta thực hiện thay đổi tần số mạch dao động LC bằng cách thay đổi giá trị của L hoặc C. Lúc đó chúng đ−ợc gọi lμ các mạch dao động có thể thay đổi tần số VFO (Variable-frequency Oscillators). Tuy nhiên, mạch dao động th−ờng không có độ ổn định cao trong một dải tần số rộng do giá trị của L vμ C th−ờng thay đổi theo nhiệt độ, độ ẩm vμ các tác nhân khác. Đồng thời chúng th−ờng cồng kềnh vμ giá thμnh cao. Việc sử dụng thạch anh trong mạch dao động có thể tăng độ ổn định tần số dao động lên rất cao, độ di tần t−ơng đối có thể giảm đến vμi phần triệu trong khoảng thời gian dμi. Tuy nhiên, tần số của chúng chỉ có thể thay đổi rất nhỏ bằng cách thay đổi các tụ nối tiếp hoặc song song. Nghĩa lμ nó không tạo ra đ−ợc các tần số khác biệt nhau. Nhiều năm gần đây ng−ời ta kết hợp các mạch dao động thạch anh có tần số ổn định với các chuyển mạch để tạo ra các tần số khác nhau cho các kênh. Tuy nhiên, giải pháp nμy cũng tốn nhiều linh kiện vμ giá thμnh cao. Gần đây, ng−ời ta thiết kế vμ đ−a vμo sử dụng các bộ tổng hợp tần số dựa trên nguyên lý vòng khoá pha PLL. Nó cμng ngμy cμng phổ biến vμ đ−ợc dùng trong hầu hết các máy thu phát hiện đại do tính gọn nhẹ, không yêu cầu độ chính xác cơ khí cao, ứng dụng các thμnh quả của công nghệ sản xuất vi mạch để nâng
  53. 11 cao tốc độ vμ tính chính xác của các IC chế tạo nên PLL. Đồng thời khi kết hợp với thạch anh, nó có khả năng tạo ra dải tần rộng, độ chính xác cao, giá thμnh thấp f Bộ tách sóng f0 = Nfref ref LPF VCO pha f0/N ữ N Bộ chia lập trình đ−ợc Hình 6.11 Bộ tổng hợp tần số đơn Bộ tổng hợp tần số đơn đ−ợc thiết kế bằng cách đ−a tín hiệu chuẩn từ dao động thạch anh vμo so pha một mạch PLL có bộ chia lập trình đ−ợc nh− hình f 6.11. Khi PLL thực hiện khoá pha, thì ta có f = VCO Suy ra f= Nf= f . Ví ref N VCO ref o dụ bộ đếm lập trình 74192. Điều nμy có nghĩa lμ khi ta thay đổi N từ bộ chia sẽ nhận đ−ợc các tần số ra khác nhau. Hệ số N có thể đ−ợc chọn giá trị khác nhau bằng cách thay đổi điện áp một vμi chân của IC chia. Do đó bộ tổng hợp tần số nμy có thể đ−ợc điều khiển dễ dμng nhờ máy tính hoặc điều khiển từ xa. Đồng thời, giảm đ−ợc giá thμnh vμ độ phức tạp so với các bộ tổng hợp tần số sử dụng L,C tr−ớc đây. Khuyết điểm duy nhất của mạch nμy lμ nó chỉ tạo ra các tần số bằng bội số của tần số chuẩn fo = Nfref . Chẳng hạn, khi fref=100KHz thì mạch sẽ tạo ra đ−ợc các tần số bằng bội số của 100KHz. Điều nμy phù hợp với ch−ơng trình phát quảng bá FM trong đó khoảng cách giữa các kênh bằng 200KHz. Trong khi đó, nó không phù hợp với ch−ơng trình phát quảng bá AM trong đó khoảng cách kênh lμ 10KHz (thạch anh không thể dao động d−ới tần số 100 KHz) B−ớc thay đổi tần số tối thiểu gọi lμ độ phân giải của bộ tổng hợp tần số.
  54. 12 Để khắc phục, ng−ời ta sử dụng một bộ chia cố định để chia nhỏ tần số chuẩn tr−ớc khi đ−a vμo bộ tách sóng pha nh− hình vẽ. fref f0 TA ữ Q ì LPF VCO Dao động thạch Bộ chia anh cố định ữ N Bộ chia lập trình Hình 6.13 Bộ tổng hợp tần số có tần số ra thấp Ví dụ: Hãy thiết kế bộ tổng hợp tần số PLL sử dụng thạch anh 10MHz sao cho nó tạo ra dải tần số phát quảng bá AM từ 540 KHz đến 1700KHz. Bộ tổng hợp tần số đ−ợc biểu diễn nh− hình 6.13. Vì khoảng cách kênh trong thông tin AM lμ 10KHz nên ta thiết kế fref=10KHz. Lúc đó khi N tăng hoặc giảm 1 đơn vị thì tần số đầu ra sẽ chuyển đến kênh kế cận. Từ đó, ta tính đ−ợc hệ số Q nh− sau: f 10MHz Q =OSC = =1000 f ref 10KHz Tiếp đến, ta xác định dải thay đổi của N. Khi thay đổi N 1 đơn vị thì tần số ra thay đổi t−ơng ứng 1 kênh. Từ đó, ta có thể xác định giá trị N để tạo ra tần số bất kỳ trong dải tần AM. Chẳng hạn, tại tần số thấp nhất của băng tần: f 540KHz N =o = = 54 f ref 10KHz f 1700KHz tại tần số cao nhất của băng tần: N =o = =170 f ref 10KHz 6.4.2 Giải điều chế FM Nếu PLL khóa theo tần số tín hiệu vμo, điện áp ngõ vμo VCO tỷ lệ với độ dịch tần số VCO kể từ fN. Nếu tần số vμo thay đổi, điện áp điều khiển VCO dịch t−ơng ứng trong khoảng đồng chỉnh BL.
  55. 13 Nếu tín hiệu vμo lμ điều tần, điện áp điều khiển VCO chính lμ điện áp giải điều chế FM. PLL dùng để tách sóng FM dải hẹp hoặc dải rộng với độ tuyến tính cao. Giả sử điện áp ra bộ tách sóng pha cực đại lμ Vd, điện áp ngõ vμo VCO lμ kA.Vd, độ di tần cực đại: Δωmax = k0kAVd, k0: lμ độ lợi VCO. kA vi(t) Phase vdc V0(t) LPF Detector Amp k0 VCO Hình 6.14 Dải khóa BL = 2Δωmax = 2.k0kAVd. Dải khóa hay còn gọi lμ dải đồng bộ phải lớn hơn độ di tần của tín hiệu vμo. FM/IF input 1 C Deemphasis D R1 R1 CC C B Giải điều CC chế FM +VCC C1 C1 15k 16 15 14 13 12 11 10 9 NE 560 1 2 345678 C O VCO output Giải điều chế FM dùng PLL thực hiện bằng cách cμi đặt tần số dao động tự Hình 6.15 PLL giải điều chế FM (IC NE 560) do fN bằng tần số trung tâm tín hiệu FM ngõ vμo có biên độ không đổi. Trong nhiều ứng dụng cụ thể, tr−ớc tách sóng pha PLL có mạch khuyếch đại  hạn biên độ.
  56. 14 3.10−1 Ví dụ: IFFM=10,7MHz có C0 = = 28PF f N Băng thông (PLL) chọn lọc tín hiệu sau LPF: 15KHz 13,3.10−6 C = = 887PF 1 B Chỉnh giảm τ = 75μs τ C = = 9,38nF D 8.103 Dải khóa vμ ng−ỡng độ nhạy: Điện trở R1 điều chỉnh dải khóa vμ ng−ỡng độ nhạy NE560. Mức tín hiệu điện áp nhỏ nhất ngõ vμo VCO mμ PLL khóa pha gọi lμ ng−ỡng độ nhạy. BL = ±15% fN trong khi FM phát thanh có độ di tần ±75KHz hay 1% fN 12.103 12.103 (10,7MHz). Để giảm giải khóa, tăng giá trị R = = =875 Ω 1 RF −1 15− 1 (RF biểu thị độ giảm dải khóa từ 15% còn 1% hay bằng 15) 6.4.3 Giải điều chế FSK FSK- dạng đặc biệt tín hiệu FM, chỉ có hai tần số điều tần. Giải điều chế FSK liên quan đến tách (giải mã) tín hiệu quay số điện thoại nút nhấn vμ truyền tín hiệu số FSK. Ngõ ra của PLL dùng cho giải điều chế FSK lμ hai mức điện áp. Giải điều FSK chế FSK input Phase LPF Detector > VCO Hình 6.16 Giải điều chế FSK dùng PLL 6.4.4 Đồng bộ tần số ngang vμ dọc trong TV
  57. 15 f Phase f0 = f syn LPF VCO syn Detector Hình 6.17 mạch đồng bộ tần số ngang vμ dọc 6.4.5 Giải điều chế AM Tín hiệu AM có dạng VAM(t) = V1T[1+m(t)]cosω0t. Trong đó tín hiệu điều chế thấp m(t) = Vmcosωmt có thể đ−ợc giải điều chế bằng cách nhân với tín hiệu sóng mang VLO(t) =Acos(ω0t + θ0) VAM(t) V(t) V0(t) LPF ì VLO(t) = Acos(ω0t + θ0) V(t) = VAM(t).VLO(t) = V1T[1+m(t)]cosω0t.Acos(ω0t + θ0) V .A[1+ m( t )] V( t ) = 1T [cosθ + cos(2ω t+ θ )] 2 0 0 0 Qua LPF còn thμnh phân tần số thấp ở ngõ ra V .A V ( t ) =1T [1 + m( t )] cosθ 0 2 0 V0(t) tỷ lệ với m(t) tức lμ tỷ lệ với tín hiệu giải điều chế AM. Đây lμ kiểu tách sóng AM trực tiếp không cần đổi tần, có −u điểm không dùng trung tần, không cần chọn lọc tần số ảnh. Để biên độ tín hiệu ra lớn nhất thì góc pha θ0 phải bằng 0, dao động nội VLO(t) phải khóa pha với sóng mang, kiểu giải điều chế nμy còn gọi lμ tách sóng đồng bộ hay tách sóng nhất quán (coherent Detector), có chất l−ợng hơn tách sóng không nhất quán khi tỷ số S/N nhỏ.
  58. 16 Phase DC LPF Detector Amp. VCO vAM(t) v0(t) ì LPF Hình 6.18 Giải điều chế AM 6.4.6 Sử dụng trong FM Stereo 6.4.6.1 Sơ đồ khối máy phát FM Stereo KĐ + BPF L + Đccân KĐ Đảo + BPF R pha bằng Dđộg Chia fSC 2 KĐ Tầng Dđộg Nhâ KĐ Lọc điện chính Cao khg n tần tần hμi AFC Dđộg Chuẩ n Hình 6.19 Sơ đồ khối máy phát FM Stereo Thμnh phần trong từng khối:
  59. 17 L+R: FM mono (L-R)DSB: FM Stereo (L-R)DSB đ−ợc điều chế cân bằng triệt sóng mang (điều biên nén SAM) nhờ một sóng mang phụ fsc=38KHz. Sóng báo: để thông báo cho máy thu biết đ−ợc ch−ơng trình đang nhận lμ Mono hay Stereo. Nếu không có sóng báo thì ch−ơng trình đang nhận lμ FM Mono Nếu có sóng báo thì ch−ơng trình đang nhận lμ FM Stereo. Nếu chất l−ợng sóng FM Stereo chất l−ợng kém thì sóng báo sẽ khoá đ−ờng giải mã FM Stereo vμ máy thu lμm việc nh− khi thu ch−ơng trình FM Mono. Ng−ời ta th−ờng sử dụng ph−ơng pháp PLL để tạo sự đồng bộ của fsc giữa máy phát vμ máy thu để máy thu thực hiện đ−ợc quá trình giải mã FM Stereo tại máy thu. Ngoμi ra còn có tín hiệu gọi lμ sóng thuê bao tần số f=67KHz Hoạt động của mạch: Tín hiệu từ 2 micro L vμ R sẽ đ−ợc 2 tầng khuếch đại micro nâng biên độ. Mạch cộng thứ nhất cộng 2 tín hiệu L vμ R cho ra tín hiệu L+R dμnh cho máy thu FM Mono. Tín hiệu (L+R) sau đó đi qua mạch lọc băng thông để lọc lấy tín hiệu có dải tần số từ 30Hz đến 15KHz vμ đ−a vμo mạch cộng tổng hợp. Trong khi đó bộ cộng thứ 2 sẽ cộng tín hiệu L vμ tín hiệu R sau khi đã đảo pha 1800 để tạo ra tín hiệu (L-R), sau đó qua mạch lọc băng thông để lọc lấy tín hiệu trong dải tần từ 30Hz đến 15KHz. Tín hiệu nμy đ−ợc đ−a qua mạch điều chế cân bằng với tần số sóng mang phụ fsc = 38KHz (bằng dao động thạch anh) dùng cho máy thu FM stereo. Đồng thời dao động sóng mang phụ fsc = 38KHz đ−ợc chia đôi vμ hạn biên để tạo thμnh sóng báo có tần số fps = 19KHz để cho máy thu biết đ−ợc ch−ơng trình đang thu lμ FM stereo hay mono.
  60. 18 Ba tín hiệu (L+R), (L-R)DSB vμ fps=19KHz đ−ợc bộ cộng thứ 3 tạo thμnh tín hiệu tổng hợp. Qua tầng khuếch đại vμ tầng đIện kháng nhằm thay đổi điện dung t−ơng đ−ơng, sau đó nó đựoc vμo tầng dao động sóng mang chính để biến đổi thμnh tín hiệu FM, qua bộ nhân tần, Khuếch đại cao tần, lọc hμi để laọi bỏ các hμi bậc cao. Cuối cùng đ−ợc đ−a ra anten để bức xạ ra anten truyền trong không gian vμ đến máy thu. Bộ AFC nhằm so sánh giữa tần số dao động chuẩn vμ tần số sóng mang chính để luôn luôn ổn định tần số của sóng mang chính nhằm nâng cao chất l−ợng của đμi phát. 6.4.6.2 Phổ của tín hiệu FM Stereo 100% 50% 10% f 30Hz 19KHz 37,97KHz 53KHz 67KHz 15KHz 23KHz 38,03KHz Hình 6.20 Phổ của tín hiệu FM Stereo 6.4.6.3 Sơ đồ khối máy thu FM Stereo Mạch AFC có nhiệm vụ tạo ra tần số dao động fsc = 38KHz vμ kiểm soát fcho dao động chạy đúng tần số vμ pha của đμi phát để đ−a vμo mạch giải mã FM Steero. Tín hiệu sóng báo fps=19KHz vừa để báo cho máy thu biết đ−ợc đμi đang phát lμ FM Stereo hay mono vμ gửi đến máy thu để kiểm soát tần số dao động fsc=38KHz ở máy thu chạy đúng với tần số vμ pha của đμi phát. Hoạt động của mạch:
  61. 19 Tín hiệu FM stereo sẽ đ−ợc bộ tách sóng FM Mono tách ra từ tín hiệu trung tần. Đó lμ tín hiệu FM stereo tổng hợp gồm 4 thμnh phần: (L+R), (L-R)DSB, 19KHz vμ 67KHz. + Tín hiệu FM stereo tổng hợp (L+R) sau đó qua mạch lọc băng thông có tần số từ 30Hz đến 15KHz để tạo lại tín hiệu (L+R) vμ đ−a vμo khối ma trận. + Tín hiệu tổng hợp qua mạch khuếch đại băng thông, th−ờng lμ mạch cộng h−ởng để lấy thμnh phần(L-R)DSB stereo vμ đ−a vμo bộ giải mã FM stereo. KĐ Trộn KĐ KĐ KĐ Tách Cao tần TT1 TT2 TT3 sóng tần FM Dao động Lọc (L+R) Tiền KĐC Bg KĐ L S thông L (L-R) 2L Lọc (L-R)DSB Giải Ma Bg mã FM trận thông Stereo 2R Lọc X 2 fsc Tiền KĐC dải 38KH KĐ S hẹp z R R Lọc 67KH z Hình 6.21 Sơ đồ khối máy thu FM Stereo
  62. 20 + Tín hiệu sóng báo fps=19KHz cũng đ−ợc tách ra nhờ bộ tách sóng 19KHz, th−ờng lμ mạch lọc dải hẹp chỉ cho qua tín hiệu hình sine tần số 19KHz. Sau đó nó đ−ợc nhân đôi tần số để phục hồi lại sóng mang phụ fsc=38KHz dựa vμo nguyên tắc hoạt động của vòng khoá pha PLL. + Ngoμi ra tín hiệu sóng báo cũng sẽ điều khiển đèn báo để cho máy thu biết đ−ợc ch−ơng trình đang thu lμ FM stereo hay mono. + Bộ giải mã FM stereo nhân hai tín hiệu (L-R)DSB vμ sóng mang phụ fsc=38KHZ để tạo ra tín hiệu (L-R) tại đầu ra. Sau đó, đ−a vμo khối ma trận, kết hợp với tín hiệu (L+R) để tạo ra tín hiệu L vμ R, qua 2 mạch khuếch đại âm tần vμ phát ra ở 2 loa riêng rẽ, tạo thμnh tín hiệu FM stereo. 6.4.6.4 ứng dụng PLL trong việc giải mã FM Stereo VC C Chia Chia Điều KĐ 2 2 khiển L (L-R) VCO Tách Tách Giải Ma 76KH sóg sóng mã FM trận z pha 19KHz stereo Sóng báo (L- fps=19KHz KĐ KĐ (L+R) R đệm Hình 6.22 Sơ đồ khối mạch giải mã FM Stereo sử dụng PLL Khoá K để mở vμ khoá nguồn cung cấp cho mạch giải mã FM Stereo. Trong tr−ờng hợp thu ch−ơng FM Mono hoặc ch−ơng trình FM Stereo nh−ng chất l−ợng
  63. 21 kém không đạt yêu cầu thì khoá K sẽ khóa không cho nguồn VCC cung cấp điện áp cho mạch giải mã FM Stereo, hạn chế nhiễu.
  64. 31 Ch−ơng 3 Máy thu 3.1 Định nghĩa vμ đặc điểm của máy thu 3.1.1 Định nghĩa Máy thu lμ thiết bị đầu cuối trong hệ thống thông tin vô tuyến điện. Máy thu có nhiệm vụ tiếp nhận vμ lặp lại tin tức chứa trong tín hiệu chuyển đi từ máy phát d−ới dạng sóng điện từ tr−ờng. Máy thu phải loại bỏ đ−ợc các loại nhiễu không mong muốn, khuếch đại tín hiệu vμ sau đó giải điều chế nó để nhận đ−ợc thông tin ban đầu. Máy thu có rất nhiều tham số, nh−ng chúng ta chủ yếu chỉ xét các chỉ tiêu kỹ thuật cơ bản của máy thu nh− sau: 3.1.2 Đặc điểm máy thu 3.1.2.1 Độ nhạy Biểu thị khả năng thu tín hiệu yếu của máy thu, đ−ợc xác định bằng sức điện động cảm ứng tối thiểu của tín hiệu tại anten để bảo đảm cho máy thu lμm việc bình th−ờng. Nó th−ờng đ−ợc đo bằng microvolt. Điều kiện lμm việc bình th−ờng của máy thu lμ: - Đảm bảo công suất ra danh định - Đảm bảo tỉ số tín hiệu trên nhiễu (S/N) Muốn nâng cao độ nhạy của máy thu thì hệ số khuếch đại của nó phải lớn vμ mức tạp âm nội bộ của nó phải thấp (giảm tạp âm của tầng đầu). ở siêu cao tần (f>30MHz) độ nhạy của máy thu th−ờng đ−ợc xác định bằng công suất chứ không phải bằng sức điện động cảm ứng trên anten. 3.1.2.2 Độ chọn lọc lμ khả năng chèn ép các dạng nhiễu không phải lμ tín hiệu cần thu. Nghĩa lμ độ chọn lọc lμ khả năng lựa chọn tín hiệu ra khỏi các loại nhiễu tồn tại ở đầu vμo A0 máy thu. Độ chọn lọc đ−ợc ký hiệu: Se = ≥ 1 Af + Ao: lμ hệ số khuếch đại tại tần số f0 + Af: lμ hệ số khuếch đại tại tần số f Độ chọn lọc th−ờng đ−ợc tính bằng đơn vị dB SedB = 20logSe Đặc tuyến chọn lọc lý t−ởng của máy thu có dạng chữ nhật, nghĩa lμ trong dải thông B biên độ tín hiệu không đổi. 3.1.2.3 Chất l−ợng lặp lại tin tức Đ−ợc đánh giá bằng độ méo của tín hiệu (méo phi tuyến, méo tần số, méo pha), chủ yếu lμ xét độ méo ở tầng khuếch đại công suất âm tần để cho tín hiệu ra loa không bị biến dạng so với tín hiệu đ−a tới bộ điều chế của máy phát. Ngoμi ra ta còn phải xét đến các chỉ tiêu khác của máy thu nh− công suất ra, dải tần số công tác, tính ổn định của biên độ vμ tần số. Các máy thu đ−ợc phân loại t−ơng tự nh− đối với máy phát. 3.2 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu 3.2.1 Máy thu khuếch đại trực tiếp Từ Lọc Kh Đại Giải KĐCS Thiết anten băng Cao điều Âm bị cuối thông Tần chế tần Hình 3.2 Sơ đồ khối đơn giản của máy thu khuếch đại trực tiếp
  65. 32 Việc nâng cao độ nhạy vμ độ chọn lọc của máy thu nμy bị hạn chế bởi những lý dao sau đây: + Số tầng khuếch đại không thể tăng lên một cách tuỳ ý vì khi số tầng cμng tăng thì tính ổn định của bộ khuếch đại cao tần cμng giảm ( tụ ký sinh Cbc có thể gây ra dao động tự kích). Ngoμi ra, khi số tầng cμng tăng thì số mạch cộng h−ởng cũng tăng lμm hệ thống điều chỉnh cộng h−ởng phức tạp, cồng kềnh vμ đắt tiền. + Tần số cao khó đạt đ−ợc hệ số khuếch đại lớn. + Tần số cμng cao thì dải thông cμng rộng(B=fo/Q), lμm giảm độ chọn lọc của máy thu. Muốn dải thông hẹp phải dùng mạch cộng h−ởng có hệ số phẩm chất cao, có khi v−ợt quá khả năng chế tạo. + Do không dùng đ−ợc các hệ thống cộng h−ởng phức tạp nên không có khả năng đạt đặt tuyến tần số có dạng chữ nhật lý t−ởng. Để khắc phục những nh−ợc điểm trên, ng−ời ta chế tạo ra các máy thu đổi tần có sơ đồ khối nh− sau: 3.2.2 Máy thu đổi tần Máy thu đổi tần đ−ợc biểu diễn nh− hình 3.3. Tín hiệu cao tần đã đ−ợc điều chế (AM, FM, PM) nhận đ−ợc từ anten, qua mạch vμo (bộ lọc băng thông) để lọc lấy kênh tín hiệu muốn thu vμ hạn chế nhiễu, qua bộ khuếch đại cao tần RF đ−ợc đ−a vμo bộ đổi tần để biến thμnh tín hiệu trung tần, với qui luật điều chế không đổi. Tần số trung tần đ−ợc giữ không đổi. Mạch KĐ Trộn KĐTT Tách KĐCS Thiết vμo CT tần sóng âm tần bị cuối Dđộng Khối đổi nội kênh Hình 3.3 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu đổi tần Thực chất của bộ đổi tần lμ thực hiện phép nhân tần số. Nó bao gồm bộ dao động nội tẩo tần số cao tần hình sine vμ bộ trộn tần. Bộ trộn lμ một phần tử phi tuyến hay một phần tử tuyến tính có tham số thay đổi tuần hoμn. Quá trình trộn tần sẽ tạo ra tổ hợp các tần số khác nhau, khi m, n cμng lớn thì biên độ tín hiệu cμng nhỏ, trong thực tế ta chỉ sử dụng tín hiệu t−ơng ứng với m, n nhỏ ( m=n=1),
  66. 33 tách chúng ra bằng mạch cộng h−ởng. So với máy thu khuếch đại trực tiếp thì máy thu đổi tần có những −u điểm sau đây: + Có khả năng lựa chọn kênh thu tuỳ ý bằng các thay đổi tần số dao động nội. + Tần số tín hiệu đ−ợc hạ thấp thμnh tần số trung tần nên có thể dùng nhiều mạch khuếch đại trung tần để đạt hệ số khuếch đại toμn máy cao, mμ vẫn bảo đảm tính ổn định cho máy thu. Số tầng trung gian không bị hạn chế (8-10). + Do trung tần không đổi nên mạch cộng h−ởng có kết cấu đơn giản, gọn, giá thμnh rẽ vμ không bị hạn chế trong máy thu. Nó th−ờng lμ những mạch cộng h−ởng đôi để tăng hệ số phẩm chất vμ tăng dải thông. + Do tần số trung tần không đổi nên có thể sử dụng những hệ thống cộng h−ởng phức tạp (nh− bộ lọc tập trung) để đạt đ−ợc đặc tuyến tần số lý t−ởng. 3.3 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu đổi tần AM Để giữ cho biên độ điện áp ra gần nh− không đổi d−ớc tác dụng của hiện t−ợng pha đinh vμ nhiều nguyên nhân khác nhau, ta sử dụng mạch tự động điều chỉnh độ khuếch đại AGC. Khi máy thu AM yêu cầu chất l−ợng cao, ta sử dụng mạch tự động điều chỉnh tần số AFC. AGC Mạch KĐCT Trộn KĐTT TSóng KĐCS Thiết bị vμo tần AM âm tần cuối Dđộng Khối đổi nội kênh Hình 3.4 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu đổi tần AM 3.4 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu đơn biên SSB Máy thu đơn biên khác với các máy thu khác ở chỗ có nhiều bộ đổi tần để đ−a phổ của tín hiệu tần số cao về miền tần số thấp. Nó gồm có 5 khối chính sau đây: + Khối tuyến tính bao gồm: mạch vμo (MV), khuếch đại cao tần (KĐCT1), đổi tần 1 (ĐT1), khuếch đại trung gian 1 (KTG1), vμ đổi tần 2 (ĐT2). Trong khối nμy, tín hiệu đ−ợc đổi tần 2 lần nhờ trộn với tín hiệu dao động từ bộ dao động1 vμ 2. + Khối tách sóng bao gồm: Lọc thông dải (LTD), khuếch đại trung gian 2 (KTG2), đổi tần 3 (ĐT3) vμ tách sóng biên độ (TSBĐ).
  67. 34 + Khối tự động điều chỉnh độ khuếch đại (AVC) bao gồm: mạch lọc dải hẹp (LDH), khuếch đại trung gian 3 (KTG3) vμ AVC. + Khối tự động điều chỉnh tần số (AFC) bao gồm: Dao động 4 (DĐ4), đổi tần 4 (ĐT4), đổi tần 5 (ĐT5), hạn chế biên độ (HCBĐ), tách sóng tần số (TSTS), vμ bộ điều khiển (ĐK). + Khối khuếch đại công suất âm tần (KĐCSÂT). *Hoạt động của mạch: Tín hiệu cao tần từ anten vμo mạch vμo, đ−ợc khuếch đại nhờ mạch KĐCT, qua đổi tần 1 để đổi xuống tần số trung gian nhờ phối hợp với dao động 1, đ−ợc khuếch đại nhờ khuếch đại trung gian 1, qua đổi tần 2 vμ đến mạch lọc thông dải hạn chế nhiễu vμ lọc lấy tín hiệu hữu ích. Sau đó tín hiệu đ−ợc nâng biên độ nhờ bộ khuếch đại trung gian 2 vμ đ−ợc đ−a vμo bộ đổi tần 3 để trộn với tín hiệu hình sine từ bộ dao động 3, có tần số sóng mang phụ fm=38KHz . Tín hiệu ra đ−ợc đ−a vμo bộ tách sóng biên độ (đơn giản chỉ gồm Điode vμ R,C) để tạo lại tín hiệu âm tần. Sau đó, tín hiệu âm tần để đ−a vμo tầng khuếch đại âm tần để đ−a ra loa. Đối với máy phát có phát một phần tần số sóng mang phụ 38KHz thì máy thu có thêm bộ phận khôi phục tần số sóng mang phụ vμ mạch tự động điều chỉnh tần số AFC. Khi đó, tín hiệu trung tần tại điểm A đồng thời đ−ợc đ−a vμo bộ lọc dải hẹp, lọc lấy tần số sóng báo fp=38KHz, khuếch đại nhờ KTG3, rồi đ−a vμo bộ đổi tần 4 để trộn với tần số ổn định f4 từ bộ dao động 4 (dao động thạch anh). Tín hiệu hiệu fp-f4 lại đ−ợc đ−a vμo bộ đổi tần 4 để trộn với tần số sóng mang phụ fm (từ bộ dao động 3). ở đầu ra ta nhận đ−ợc tín hiệu (fp-f4-fm). Tín hiệu nμy qua bộ hạn chế biên độ, vμo tách sóng tần số, rồi đ−a đến bộ điều khiển của hệ thống tự động điều chỉnh tần số f1. Điện áp đầu ra của bộ điều khiển Vđk=0 khi fp=fm. Khi fp=fm thì Vđk ≠ 0, điều khiển cho f1 thay đổi sao cho nhận đ−ợc fp=fm. Khối tách Khối sóng KĐCSÂT M K Đ K Đ L K Đ TS K V Đ T T T2 T T T3 B Đ C 1 G1 D G2 Đ Â T T f1 f =38KHz m D D L K D Đ Đ D T Đ Khối tuyến 1 2 H G3 3 tính A fp VDK V Khối tự động điều C chỉnh độ khuếch đại f4 Đ Khối tự động D Đ K điều chỉnh Đ T tần số AFC 4 4 fB -B fB B p 4 TS H Đ TS C T B 5 fpB B fB B fB -B fB B Đ p 4 m
  68. 35 3.5 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu đổi tần FM Mạch KĐ Trộn KĐ Tách KĐC Thiết vμo CT tần TT sóng S bị FM âm cuối tần Dao AFC Khối động đổi nội kênh Hình 3.6 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu đổi tần FM Về cơ bản nó giống sơ đồ khối máy thu AM, trong đó trung tần ftt=10,7 GHz vμ bộ tách sóng lμ bộ tách sóng tần số. Để tránh hiện t−ợng điều biên ký sinh gây méo tín hiệu sau tách sóng, ta đặt bộ hạn chế biên độ ngay tr−ớc bộ tách sóng tần số hoặc sử dụng bộ tách sóng tỉ số vì nó có mạch hạn biên. Đối với máy thu đổi tần FM, độ ổn định tần số yêu cầu rất cao nên bắt buộc phải có mạch AFC. 3.6 Mạch vμo của máy thu 3.6.1 Đặc điểm chung Mạch vμo lμ mạch điện nối liền anten với đầu vμo của máy thu. Nó có đặc điểm nh− sau: - truyền đạt tín hiệu từ anten vμo máy thu - lμ phần quan trọng quyết định chất l−ợng máy thu - Bảo đảm hệ số truyền đạt lớn vμ đồng đều trong cả dải băng sóng. Ví dụ băng sóng MW: 550KHz-1600KHz, vo=20uv
  69. 36 vo=20àv 550KHz 1600KHz Hình 3.7 Hệ số truyền đạt đồng đều cả băng sóng MW - Độ chọn lọc tần số, tần số lân cận, tần số trung tần, tần số ảnh phải bảo đảm chỉ tiêu đề ra. - Bảo đảm thu hết băng thông cho từng đμi phát Mạch vμo bao gồm 3 thμnh phần: + Hệ thống cộng h−ởng (đơn hoặc kép) có thể điều chỉnh đến tần số cần thu. + Mạch ghép với nguồn tín hiệu từ anten + Mạch ghép với tải của mạch vμo (tầng khuếch đại cao tần đầu tiên) Để điều chỉnh cộng h−ởng mạch vμo, ng−ời ta th−ờng sử dụng các tụ điện có điện dung biến đổi vì chúng dễ chế tạo chính xác hơn lμ cuộn dây có điện cảm biến đổi (đặc biệt trong tr−ờng hợp cần đồng chỉnh nhiều mạch cộng h−ởng). Mặt khác, phạm vi biến đổi của tụ điện lớn, bền chặt, ổn định (C ít biến đổi theo điều kiện bên ngoμi). Một số mạch điều chỉnh liên tục bằng điện dung. Mạch vμo lμm việc trong phạm vi tần số rộng thì phải kết hợp cả hai cách điều chỉnh liên tục vμ từng nấc. Băng sóng đ−ợc chia ra nhiều băng nhỏ, khi chuyển từ băng nọ sang băng kia phải điều chỉnh theo từng nấc, còn trong mỗi băng, ng−ời ta sử dụng mạch cộng h−ởng điều chỉnh liên tục để chọn kênh. Đối với máy thu thế hệ mới thì ng−ời ta sử dụng Varicap để thực hiện việc điều chỉnh cộng h−ởng nμy. 3.6.2 Các yêu cầu của mạch vμo máy thu 3.6.2.1 Hệ số truyền đạt Lμ tỉ số giữa điện áp ra của mạch vμo điều chỉnh cộng h−ởng ở một tần số nμo đó vμ sức điện động cảm ứng trên anten (Ea). Vo AMV = E A AMV cμng lớn thì hệ số khuếch đại chung của toμn máy cμng lớn. 3.6.2.2 Độ chọn lọc Ao SC = A f 3.6.2.3 Băng thông B 3.6.2.4 Dải tần lμm việc Gọi dải tần số lμm việc của máy thu lμ: fomin-fomax. Tần đoạn lμm việc đ−ợc f o max định nghĩa nh− sau: Adoan = Dải tần nói trên có thể đ−ợc f o min chia thμnh nhiều băng tần bằng cách chia thμnh nhiều cuộn dây cho các băng tần, mỗi băng tần t−ơng ứng với một cuộn dây khác nhau. Tỉ số giữa fbmax vμ fbmin ứng với mỗi băng gọi lμ hệ số trùm băng.
  70. 37 fb max Abang = f b min 3.7 Nhiễu trong hệ thống thông tin vμ trong máy thu Nhiễu trong hệ thống thông tin xuất hiện trong kênh thông tin vμ trong cả thiết bị. Nhiễu lμ thμnh phần không mong muốn, xuất hiện ngẫu nhiên gây nhiễu với tín hiệu hữu ích. Ta không thể loại bỏ nhiễu hoμn toμn nh−ng có thể giảm nhiễu bằng các biện pháp khác nhau, chẳng hạn giảm băng thông tín hiệu, tăng công suất máy phát hoặc sử dụng các bộ khuếch đại nhiễu thấp. Có hai loại nhiễu lμ nhiễu bên trong: xuất hiện trong bản thân thiết bị vμ nhiễu bên ngoμi: xuất hiện trên kênh truyền. 3.7.1 Nhiễu bên ngoμi Nếu môi tr−ờng truyền dẫn lμ không gian thì nó có nhiều loại nhiễu nh− nhiễu do thiết bị, từ khí quyển vμ từ không gian. 3.7.1.1 Nhiễu thiết bị Nhiễu nμy đ−ợc tạo ra từ các thiết bị công nghiệp vμ dân dụng trong quá trình khởi động hoặc lμm việc. Chẳng hạn, từ các thiết bị đánh lửa của động cơ ô tô hay các motor điện, từ máy tính hoặc các loại đèn điệnLoại nhiễu nμy có phổ tần rộng nh−ng phân bố không đều trong toμn dải. Thông th−ờng nó ảnh h−ởng mạnh ở vùng dải tần thấp hơn. Tuy nhiên, sự phân bố chính xác của tần số nhiễu phụ thuộc vμo bản thân loại thiết bị gây nhiễu vμ phụ thuộc vμo môi tr−ờng truyền dẫn của nhiễu đó đến thiết bị đang khảo sát. Chẳng hạn, các máy tính tạo ra nhiễu mạnh tại các tần số bằng bội số vμ −ớc số của tần số xung clock của chúng, còn tại vùng tần số khác thì năng l−ợng nhiễu không đáng kể. Nhiễu do con ng−ời tạo ra có thể truyền theo không gian hoặc dây dẫn đến máy thu. Thông th−ờng, việc giảm nhiễu tại nguồn phát thực hiện dễ dμng hơn tại máy thu. Chẳng hạn, ta có thể nối mass cho vỏ máy tính vμ lớp vỏ của cáp truyền dẫn, đồng thời sử dụng các bộ lọc thông thấp dọc theo đ−ờng dây cung cấp điện để giảm nhiễu từ máy tính. 3.7.1.2 Nhiễu khí quyển Nhiễu nμy chủ yếu lμ do sấm sét trong bầu khí quyển tạo ra. Nó có thể truyền đi một khoảng cách lớn trong không gian. Hầu hết năng l−ợng của các tia chớp tập trung ở tần số thấp (nhỏ hơn vμi MHz). Nhiễu nμy có tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình rất lớn đồng thời xuất hiện trong một khoảng thời gian rất ngắn (xung dạng Burst-loé) so với thời gian nghỉ giữa 2 xung nhiễu. Do đó, tuy không thể giảm nhiễu nμy tại nguồn phát, nh−ng ta có thể thực hiện một số biện pháp để giảm chúng, ví dụ có thể thiết kế máy thu sao cho nó không lμm việc trong thời gian xuất hiện nhiễu. Kỹ thuật nμy gọi lμ kỹ thuật lμm trắng nhiễu 3.7.1.3 Nhiễu không gian Phổ năng l−ợng bức xạ của mặt trời rất rộng, bao phủ vùng phổ sóng vô tuyến nên có gây nhiễu cho các thiết bị thu phát, chủ yếu ở vùng tần số VHF vμ cao hơn VHF. Ngoμi ra còn nhiều nguồn nhiễu khác từ các vì sao trong vũ trụ, nh−ng ảnh h−ởng nhỏ hơn vì chúng ở xa so với mặt trời. Nhiễu do mặt trời ảnh
  71. 38 h−ởng chủ yếu đến các vệ tinh thông tin vμ đặc biệt nghỉêm trọng trong tr−ờng hợp mặt trời, vệ tinh vμ trạm mặt đất nằm trên một đ−ờng thẳng. 3.7.2 Nhiễu bên trong Nhiễu bên trong xuất hiện trong bản thân thiết bị, cả trong thμnh phần thụ động nh− điện trở, cáp vμ tích cực nh− diode, transistor, đèn điện tử. Chúng gồm nhiễu nhiệt, nhiễu bắn, nhiễu thμnh phần, nhiễu nhấp nháy (1/f) vμ nhiễu thời gian chuyển đổi. 3.7.2.1 Nhiễu nhiệt Nhiễu nhiệt tạo ra từ sự chuyển động ngẫu nhiên của các điện tử trong vật dẫn do nhiệt độ gây ra. Vì nó xuất hiện trong tất cả các mạch điện nên còn có tên lμ nhiễu mạch. Công suất nhiễu nhiệt trong một vật dẫn không phụ thuộc vμo tần số, nên đôi khi đ−ợc gọi lμ nhiễu trắng, vμ đ−ợc biểu diễn nh− sau: PN = kTB (3.1) Trong đó, PN: công suất nhiễu nhiệt [w] k: hằng số Boltzmann k=1,38.10-34 joules/kelvin [J/K] T: nhiệt độ tuyệt đối [K]; T(oK)=T(oC)+273 B: Băng thông nhiễu [Hz] Ví dụ: một máy thu có băng thông nhiễu 10KHz. Một điện trở phối hợp với trở kháng vμo của máy thu đ−ợc nối ngang qua anten. Tính công suất nhiễu gây ra trên điện trở trong băng thông máy thu, nếu nhiệt độ của nó lμ 270C. áp dụng biểu thức (3.1) ta có công suất nhiễu gây ra trên điện trở: −23 3 −17 PN = kTB = (138 , . 10 J / K )(300 K )( 10 . 10 Hz )= 414 , . 10 W Tuy giá trị của nó không lớn nh−ng nó có thể ảnh h−ởng đáng kể đến độ nhạy của máy thu vì công suất tín hiệu đến máy thu th−ờng rất nhỏ. Nhiễu nhiệt của vật dẫn không phụ thuộc vμo vật liệu chế tạo vμ dòng điện chạy qua nó. Điện áp nhiễu: Gọi V, P lần l−ợt lμ điện áp nhiễu, công suất nhiễu trên điện trở R. Chúng liên hệ nhau theo biểu thức: V 2 P = Suy ra điện áp nhiễu: V= PR = kTBR R (3.2) V /2 R R N N L V /2 N ≈ VN Hình 3.8 biểu diễn một điện trở R hoạt động nh− một nguồn N nhiễu nối tiếp với một điện trở tải RL. Điện áp nhiễu
  72. 39 Hình 3.8 biểu diễn một nguồn nhiễu VN, điện trở nguồn RN vμ điện trở tải RL. Do điều kiện phối hợp trở kháng nên RN= RL. Vì vậy, đIện áp nhiễu trên hai điện trở lμ bằng nhau vμ bằng VN/2. Từ biểu thức (3.2) ta có: VN /2 = ktBRN = ktBRL . Do đó: điện áp nguồn nhiễu bằng: VN = 4ktBRN = 4ktBRL . Ví dụ 3: Một điện trở 300Ω mắc nối tiếp với trở kháng vμo 300Ω của anten. Băng thông của máy thu lμ 6MHz, vμ điện trở lμm việc ở nhiệt độ phòng 200C. Hãy tính công suất nhiễu vμ điện áp nhiễu đặt vμo đầu vμo máy thu. Công suất nhiễu đ−ợc tính theo biểu thức (3.1) −23 6 −15 PN = ktB = (138 , . 10 J / K )(293 K )( 6 . 10 Hz )= 24 , 2 . 10 W Điện áp nhiễu đ−ợc tính theo biểu thức (3.2) −23 6 −6 VN = 4ktBRL = 4( 138 , . 10 J / K )(293 K )( 6 . 10 Hz )(300Ω ) = 5 , 4 . 10 V= 5 , 4μ V . Dĩ nhiên, chỉ một nửa điện áp nμy xuất hiện trên anten đầu vμo của máy thu vμ nửa còn lại đặt trên điện trở nguồn. Vì vậy điện áp nhiễu đặt trên đầu vμo máy thu bằng 2,V 7μ . 3.7.2.2 Nhiễu bắn Gây ra do sự thay đổi ngẫu nhiên của dòng điện trong thiết bị tích cực, chẳng hạn trong đèn điện tử, transistor hoặc diode bán dẫn. Sự thay đổi nμy đ−ợc tạo ra do dòng điện lμ một luồng hạt mang (điện tử vμ lỗ trống) hữu hạn. Dòng điện có thể xem nh− lμ một chuỗi xung mμ mỗi một chuỗi gồm các hạt điện tử mang điện. Nhiễu bắn đ−ợc biểu diễn theo biểu thức nh− sau: IN = 2 qI0 B (3.3) Trong đó: IN : Dòng điện nhiễu hiệu dụng [A] q: Điện tích của điện tử, bằng 1,6.10-19 Coulomb I0: Dòng điện phân cực của thiết bị [A] B: Băng thông nhiễu Ví dụ: Một máy tạo nhiễu sử dụng diode tạo 10 uV nhiễu tại máy thu có trở kháng vμo 75 Ohm vμ băng thông nhiễu 200KHz. (chúng lμ 3 giá trị tiêu biểu của máy thu FM). Tính dòng điện chạy qua diode Đầu tiên, chuyển đổi điện áp ra dòng nhờ định luật Ohm: V 10μV I =N = = 0133,A N R 75Ω Tiếp đến, tính dòng phân cực chạy qua diode D dựa vμo biểu thức (3.3): I 2 I= 2 qI B⇒ I2 =2 qI B ⇒ I = N N 0 N 0 0 2qB (,.A)0133 10−6 2 = =0, 276 A = 276 mA 2( 16 , . 10−19 C )(200 . 103 Hz )
  73. 40 3.7.2.3 Nhiễu quá mức Còn gọi lμ nhiễu flicker hay lμ nhiễu 1/f vì công suất nhiễu tỉ lệ nghịch với tần số. Đôi khi còn đ−ợc gọi lμ nhiễu hồng vì năng l−ợng nhiễu phân bố ở đoạn cuối của vùng tần số thấp trong dải phổ của ánh sáng thấy đ−ợc. Nguyên nhân chủ yếu gây ra nhiễu quá mức lμ do sự thay đổi mật độ hạt mang. Nhiễu quá mức gây ảnh h−ởng lớn hơn trong thiết bị bán dẫn vμ điện trở carbon so với đèn điện tử. Tuy nhiên nó không ảnh h−ởng nghiêm trọng đến mạch thông tin vì nó giảm khi tần số cμng cao vμ chỉ có tác dụng đối với vùng tần sô bé hơn 1KHz. Nhiễu nμy lμm nguồn kiểm tra vμ cμi đặt trong hệ thống Audio. 3.7.3.3 Tổng nhiễu từ các nguồn khác nhau Điện áp nhiễu tổng của các nguồn nhiễu mắc nối tiếp đ−ợc trình bμy theo biểu thức (Phát xuất từ công suất nhiễu tổng bằng tổng các công suất nhiễu thμnh phần vμ công suất tỉ lệ với bình ph−ơng điện áp): 2 2 2 VNt = VNNN1 + V1 + V1 + (3.4) T−ơng tự, dòng điện nhiễu tổng của các nguồn nhiễu mắc song song đ−ợc trình bμy theo biểu thức: 2 2 2 INt = INNN1 + I1 + I1 + (3.5) Ví dụ: Cho mạch điện nh− hình vẽ, gồm hai điện trở mắc nối tiếp có 2 nhiệt độ khác nhau. Tính điện áp vμ công suất nhiễu tổng tạo ra trên tải có băng thông 100KHz. R 100 1 Ohm RL 300 Ohm R2 200 Ohm Điện áp nhiễu hở mạch đ−ợc tính theo biểu thức (3.4) V= V2 + V2 = (4 kT BR )2 + (4 kT BR )2 = 4 kB(T R+ T R ) Nt RR1 2 1 1 2 2 1 1 2 2 4( 138 , . 10−23 J / K )(100 . 103 Hz )[(300 K. 100Ω ) + (300 K. 100Ω )] = 779 nV Từ việc phối hợp trở kháng nên ta chọn điện trở tải bằng 300 Ohm, do đó điện áp nhiễu đặt trên tải bằng một nửa điện áp nhiễu hở mạch đ−ợc tính ở trên, nghĩa lμ bằng 309nV. Do đó công suất nhiễu trên tải: V 2 (390 nV )2 P =L = = 0,.W 506 10−15 RL 300Ω Tỉ số tín hiệu trên nhiễu: Đ−ợc biểu diễn theo biểu thức sau: P S / N( dB )=10 log S (3.6) PN V S / N( dB )= 20 log S (3.7) VN
  74. 41 Trong đó, PS vμ PN, VS vμ VN: lần l−ợt lμ công suất vμ điện áp tín hiệu vμ nhiễu. Ví dụ: Một máy thu có công suất nhiễu 200mV. Công suất ra tăng đến 5W khi đ−a tín hiệu vμo. Tính (S+N)/N trong đơn vị dB SN+ 5W = = 25 N 0,W 2 Trong đơn vị dB: SN+ ( dB )=10 log 25 = 14dB N Hệ số nhiễu: NF (Noise Figure) viết tắt F Biểu thị một thμnh phần, tầng hay các tầng nối tiếp lμm giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu của hệ thống bao nhiêu lần. Nó đ−ợc định nghĩa nh− sau: (S/N) NF = i (3.8) (S/N)o Trong đó: (S/N)i vμ (S/N)o lần l−ợt lμ tỉ số tín hiệu trên nhiễu tại đầu vμo vμ ra của thμnh phần hay tầng. (đơn vị của chúng lμ lần) Biểu diễn NF trong đơn vị dB: NF (dB)=(S/N)I (dB)-(S/N)o (dB) Mối liên hệ giữa NF(dB) vμ NF: NF(dB)=10logNF Ví dụ: Công suất tín hiệu vμ công suất nhiễu tại đầu vμo của một bộ khuếch đại lần l−ợt lμ 100uW vμ 1uW. Tại đầu ra công suất tín hiệu vμ nhiễu lần l−ợt lμ 1W vμ 30mW. Tính hệ số nhiễu: (S/N) 100μW/W 1μ NF = i = = 3 (S/N)o 1W/,W 0 03 NF( dB )=10 log NF=10 log 3 = 2 dB Nhiệt độ nhiễu t−ơng đ−ơng: Từ biểu thức hệ số nhiễu ta suy ra: (S/N) SN S N NF = i =i o = i o (S/N)o NSi o So Ni Gọi A lμ hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại: S A = o Si Thay A vμo biểu thức trên: N NF = o NAi Suy ra: No = ( NF )Ni A Vì thế: Nhiễu tổng tại đầu vμo lμ: ( NF )Ni Giả sử nhiễu nguồn đầu vμo Ni lμ loại nhiễu nhiệt, đ−ợc biểu diễn theo biểu thức:
  75. 42 Ni = kTB Nhiễu t−ơng đ−ơng tại đầu vμo do bộ khuếch đại tạo ra lμ: Neq= N o− N i = ( NF )Ni− N i = ( NF−1 )kTB Hệ số K đại A (S/N)i (S/N)o Hình 3.9 Sơ đồ tính NF của bộ khuếch đại thực Hệ số kđại A NF=0 (S/N)i (S/N)o Điện trở nhiễu t−ơng đ−ơng Hình 3.10 Sơ đồ t−ơng đ−ơng với sơ đồ trên, trong đó có điện trở nhiễu t−ơng đ−ơng vμ bộ khuếch đại lý t−ởng (không nhiễu: NF=0) Nếu giả sử nhiễu nμy đ−ợc tạo ra bởi điện trở tại nhiệt độ Teq vμ giả sử nguồn 0 nhiễu thực gây ra tại nhiệt độ chuẩn To=290 K, thì ta có thể viết: kT B= ( NF−1 )kT B eq o Teq = ( NF −1 )To = 290 ( NF − 1 ) Nh− vậy, nhiệt độ t−ơng có thể tính trực tiếp từ hệ số nhiễu nên nó không mang thông tin về bộ khuếch đại. Tuy nhiên, nó đ−ợc sử dụng hiệu quả trong tr−ờng hợp máy thu vi ba nối với anten trong đ−ờng truyền. Anten có nhiệt độ nhiễu từ nhiễu không gian tác động vμo. Đ−ờng truyền vμ máy thu cũng có nhiệt độ nhiễu. Nhiệt độ nhiễu t−ơng đ−ơng của hệ thống bằng tổng nhiệt độ nhiễu của anten, đ−ờng truyền vμ máy thu. Ta có thể tính hệ số nhiễu t−ơng đ−ơng của hệ thống từ biểu thức trên: T NF −1 = eq 290 T NF =eq +1 290 Nhiệt độ nhiễu t−ơng đ−ơng của máy thu nhiễu thấp rất bé, th−ờng nhỏ hơn 1000K. Điều đó không có nghĩa lμ máy thu hoạt động tại nhiệt độ nμy. Thông th−ờng chúng hoạt động tại nhiệt độ 3000K nh−ng có nhiệt độ nhiễu t−ơng đ−ơng lμ 1000K. Ví dụ: Một bộ khuếch đại có hệ số nhiễu 2dB. Tính nhiệt độ nhiễu t−ơng đ−ơng: Đầu tiên, chuyển đổi NF theo đơn vị dB thμnh NF theo tỉ số: NF(dB)=10logNF
  76. 43 Suy ra: NF( dB ) NF =1010 = 1585, áp dụng biểu thức trên ta có: 0 Teq =290 ( NF − 1 ) = 290 ( 1585 ,− 1 ) = 169 , 6 K Hệ số nhiễu của các bộ khuếch đại mắc chuỗi: Hệ số nhiễu tổng của các bộ khuếch đại mắc chuỗi đ−ợc biểu diễn theo biểu thức Friis nh− sau: A1 A2 AN (S/N) (S/N) i o Hình 3.11 Sơ đồ tính NF của các bộ khuếch đại mắc hỗi NF2 −1 NF3 −1 NF4 −1 NFT = NF1 + + + + A1 AA1 2 AAA1 2 3 Trong đó: NF1, NF2 NF4: Hệ số nhiễu của các bộ khuếch đại mắc chuỗi A1, A2, A3: Độ khuếch đại của các bộ khuếch đại mắc chuỗi Chú ý các hệ số nhiễu trong biểu thức trên đ−ợc tính theo đơn vị tỉ số, không phải theo dB